基于環形橋的超高頻射頻識別窄帶載波泄漏消除器

馬中華，楊光松，陳朝陽，陳 彭，陳智捷

（集美大學信息工程學院，福建 廈門361021）

隨著物聯網概念的提出，射頻識別（RFID）技術得到高速發展，在工業，農業，商業等領域得到廣泛應用［1－2］.RFID技術已經深入到人們生活的方方面面，例如公交收費系統、物流管理、人員的安全監控以及生產過程的控制和超市的商品管理等等［3－5］.RFID系統如圖1所示，主要由讀寫器，應答器（標簽）和后臺數據處理系統組成，其中讀寫器的接收靈敏度和應答器的反向散射性能決定了系統的讀取距離.

圖1 超高頻RFID系統Fig.1The ultra high frequency RFID system

由于應答器是一個無源系統，本身沒有直流電源，需要捕獲讀寫器發射的高頻電磁波，經過整流得到芯片工作所需要的直流電壓.讀寫器為了接收應答器的響應，必須向應答器發射連續波信號；應答器被喚醒后，再將含有數據信息的調制信號反向散射回讀寫器，經過后臺處理得到所需要的信息.由于發射信號和接收信號的頻率非常接近，不能用濾波器將它們分離，所以一般用環形器將讀寫器的收發信號分開［6］.但是傳統的環行器隔離度太低，會有大量的發射信號泄露到接收回路，造成接收回路飽和失真，大大降低了讀寫器的接收靈敏度.為了降低和消除接收回路泄露的載波信號，近年來很多學者提出各種載波消除的方法.Lim等［7］提出采用兩個天線來分離發射和接收信號，雖然增加了隔離度，但是由于同時使用了兩個環形器、兩個耦合器和兩面天線，大大增加了成本.Pursula等［8］提出正交反饋的載波消除電路，可以使接收機的動態范圍增大10dB左右，但是電路不僅需要環行器，還需要兩個PIN二極管構成混頻器，電路結構變得復雜.Lee等［9］提出了使用死區放大器和一個功率檢測器進行自動校準低功耗的Tx泄漏抑制技術，信噪比改善了15.77dB，但是要采用功率檢測技術，并且對接收回路的放大器要求較高.Lasser等［10］提出在RFID系統中使用一個模擬橫向濾波器組成的寬帶載波泄漏抑制電路，在35MHz帶寬上可以達到52dB的隔離度，但是需要兩個接收電路.同時他又提出一種快速算法，用來改進載波泄漏消除器的抑制能力［11］，但需要分別測量無載波消除器時接收端的泄漏信號振幅和有載波消除器時接收電路中I和Q信道輸入信號振幅.以上這些文獻雖然提高了RFID讀寫器的泄漏載波的抑制能力，同時也增加了電路的復雜度和成本.RFID系統的工作頻段在各個國家和地區的劃分是不同的，歐洲865～867MHz，北美和南美902～928MHz，中國臺灣地區為920～928MHz，中國大陸劃分840～845MHz；920～925MHz［12－13］.本文的設計主要是應用于中國大陸920～925MHz這個頻段.

本文在經典環形橋（RRC）的基礎上，提出在920～925MHz頻段內利用變形的RRC分布參數電路優化設計來消除泄漏到接收回路的載波.一方面電路面積減小了1／3；另一方面提高RFID讀寫器的發射和接收電路的隔離度.而且本文提出由RRC構成載波泄漏消除器是一種無源的微帶結構，可以直接在電路板上完成一體化制作，電路結構大大簡化，省去了價格不菲的環形器，而且也不需要增加額外的射頻器件，可以降低器件成本和提高系統的穩定性.通過仿真測試，表明最終得到很好的性能.

1 理論計算和電路設計

根據菲涅耳公式（Friis′s formula）［14］，無源 RFID系統中標簽接收的功率是：

其中r是讀寫器和標簽的距離，λ是工作波長，PR，tag標簽接收到的功率，PT，reader讀寫器的發射功率，Greader讀寫器天線的增益，Gtag標簽天線的增益，Lp是讀寫器天線和標簽天線之間的極化損失系數.一般讀寫器天線和標簽天線之間有3dB的極化失配損失［15］.

假設功率在標簽中的傳輸系數Tb＝0.6，那么讀寫器接收到標簽的反向散射功率為：

其中，PR，reader為讀寫器接收到的標簽反向散射回來的功率.如果讀寫器的發射功率為1W，讀寫器天線的增益為6dB，標簽天線的增益為－2dB，系統的工作頻率為922.5MHz，標簽和讀寫器之間的距離為10m，標簽接收到的連續波功率是－20.7dBm，此時讀寫器的接收靈敏度應該達到－73.7dBm才能接收到標簽反向散射的信號.而使用環形器泄漏到接收回路的載波功率大概為5dBm，遠遠高于接收信號的功率，因此需要進一步消除泄露到接收回路的載波.

變形的RRC窄帶載波消除器模型如圖2所示.其中，1端口為接功率放大器，輸入的功率為a1；2端口為接收發天線，從1端口傳輸到天線上的信號功率為b2，從天線反射回2端口的功率為a2；3端口為接低噪聲放大器，b3表示進入到3端口的載波泄露功率；4端口為接反射網絡，b4表示從1端口傳輸到4端口的信號功率，a4表示經反射網絡反射后進入4端口的信號功率.對1端口到4端口之間無端口的半圓環進行S形變形，面積減少了1／3，得到小型化的RRC窄帶載波消除電路.功放輸出的連續波從1端口進入到RRC電路，接收回路的低噪聲放大器接3端口，也是RRC定向耦合器的隔離口.實際上1端口和3端口并不是理想的隔離，會產生一定的泄漏.天線在工作頻帶內存在一定的失配，功放輸出的連續波就會在天線端產生ΓANT（S22）大小的反射.

圖2 RRC載波泄露消除原理圖Fig.2Principle chart of deformed RRC

1端口到2端口的傳輸功率表示為：

其中，S21為端口1到端口2的傳輸系數.由于天線端存在反射，反射功率為：

其中，S22是端口2的反射系數.由式（3）和（4）得到天線端失配泄露到接收回路的一路信號：

其中，S32是端口2到端口3的傳輸系數.1端口直接泄露到3端口的另一路信號可表示為：

其中S31為端口1到端口3的傳輸系數，又有：

其中，Γ是4端口的反射系數，S41是端口1到端口4的傳輸系數，S34是端口3到端口4的傳輸系數.如果要讓所有的泄漏功率在端口3處消除，那么必須滿足下式：

要達到消除泄露到接收回路的載波，4端口反射系數為：

其中S21，S22，S32，S41，S34是隨頻率變化的散射參量，需要在不同的頻點上測量而得到其值.

根據RRC 4個端口的相位關系，可以得出如圖3所示的非理想隔離信號、天線端失配信號和外加反射網絡的反射信號的矢量示意圖.非理想隔離信號和天線端口反射信號的合成信號幅值等于從4端口反射到3端口信號的幅值，合成信號相位和4端口反射到3端口信號的相位反相，這樣就會使泄漏的載波剛好消除掉.

圖3 載波泄漏信號消除的矢量示意圖Fig.3Vector representation of the leakage cancellation signal

2 仿真模型和實驗測試

RRC各支路特性阻抗Z0＝50Ω，環形線特性阻抗為Z0，選用聚四氟乙烯玻璃布覆銅板F4B－1／2介質板，相對介電常數εr＝2.65，介質厚度h＝1.5mm，損耗角正切值0.001，銅皮厚度t＝35μm.RRC電路的微帶結構模型如圖4所示，50Ω特性阻抗對應的端口線寬4.05mm，環行線對應的線寬2.25mm，大半圓環的半徑47.6mm，3個小半圓環的半徑是大圓環半徑的2／3，等于15.9mm.小型化的RRC載波消除模型用 ADS（advanced design system）建模、仿真優化后，變形RRC環的微帶寬度最終為2.3mm，大半圓環的半徑最終為53mm，3個小半圓環的半徑最終為等于17.7mm，端口的微帶寬度不變.其ADS仿真模型圖如圖5所示.

圖4 變形的RRC電路結構示意圖（單位：mm）Fig.4Miniaturization of rate race circuit（unit：mm）

圖5 ADS的RRC仿真電路模型Fig.5Simulation circuit of ADS

R，L，C為反射網絡的元件，通過它們控制反射到接收電路泄露載波信號的大小，最終得到反射負載值分別是R＝58Ω，C＝0.5pF，L＝16nH.天線端阻抗Zant（Ω）＝48.2＋j21.9，Term3為接收電路低噪聲放大器的輸入端.

RRC電路S參數測試和載波泄露功率測試分別如圖6和7所示.利用矢量網絡分析儀（Vector network analyzer agilent E8362B）測試各個端口的S 參數.天線采用 LB－8180－NF喇叭天線，在922.5MHz處的阻抗為Zant（Ω）＝48.2＋j21.9.通過圖7測試接收回路最終泄漏的載波大小.射頻信號源（E4438C）作為連續波產生器接端口1，頻譜分析儀（E4405B）作為接收機接端口3，端口4通過反射網絡控制反射信號的大小.

3 仿真與實驗結果

圖6 S參數測試圖Fig.6The measurement setup of Sparameters

圖7 RRC載波泄露功率測試圖ig.7The measurement setup of leakage power

圖8是變形的RRC隔離度仿真和測試結果，接收端和發射端的隔離度S（3，1）仿真結果在中心頻點922.5MHz處達到了－88dB，在起始和截止頻點處也達到了－53dB.實測結果顯示，在中心頻率922.5 MHz處隔離度達到－71dB，在起始和截止頻點處小于－58dB.由于微帶加工的精度誤差，測試線纜和轉接頭帶來的插損，導致實測和仿真曲線有一些差別.

圖8 隔離度仿真和實測曲線Fig.8Simulation and measured result of the isolation

圖9是發射電路到天線的傳輸特性曲線，傳輸損耗的仿真結果為－3.2dB，實測的傳輸損耗在－3.5 dB到－4dB之間，仿真和實測結果相差0.6dB左右.圖10為天線到接收回路傳輸特性仿真和測試曲線，仿真傳輸損耗在－3dB左右，實測為－4dB左右，仿真和實測相差1dB左右.

圖9 發射電路到天線的傳輸特性曲線Fig.9Transmission characteristic from the transmitting circuit to the antenna

圖11是環形器和S變形后RRC隔離度的測試曲線圖.傳統的環形器在通帶內隔離度只有－38dB左右，S變形后的RRC隔離度比傳統環形器隔離度增加了22dB以上.

圖10 天線到接收電路的傳輸特性Fig.10Transmission characteristic from the antenna to the transmitting circuit

由圖12可知，如果讀寫器在頻率922.5MHz發射連續載波頻率為20dBm，接收到標簽發射調制邊頻分量的頻點為（922.5±1）MHz，功率為－80dBm.按照傳統的環形器來隔離發射和接收信號，在接收回路泄漏的載波功率高達－18dBm，遠遠大于讀寫器接收到的數據信號功率.加了S變形的RRC載波消除器后，接收回路泄漏的載波功率只有－50dBm，載波抑制了70dB.相對于傳統的環形器載波抑制度提高了32dB，而接收的數據信號功率基本不變.與文獻［7］的雙平衡環形器相比收發隔離度提高了20dB，并且電路較為簡單；比文獻［11］所得到的隔離度提高了約30dB.

圖11 變形RRC和傳統環行器隔離度測試結果Fig.11Isolation of the deformed RRC and the conventional circulator

圖12 功放輸出功率為20dBm時環形器和RRC接收電路泄漏載波的信號頻譜Fig.12Spectrum of leaking carrier signal with circulator and RRC carrier leakage canceller when the output power of PA is 20dBm

4 結 論

在RFID系統中，由于發射的連續波信號和從標簽反射回來的數據調制信號頻率非常接近，不能用普通的濾波器進行隔離，一般采用傳統的環形器來分離發射和接收信號.但是環形器的隔離度一般只有25 dB左右，而發射的連續波功率一般很大，所以泄漏到接收回路的載波功率遠遠大于接收回路接收到的調制信號功率，這樣將造成有用信號被淹沒或者使下級電路發生飽和失真.基于此，本文提出利用S變形的RRC載波消除電路來抑制接收回路的泄漏載波，仿真和實驗測試結果表明：采用變形的RRC載波消除電路可以很好地抑制接收回路泄漏載波，結構簡單，而且面積大幅度的減小，在中心頻點處載波抑制度達到了88dB，邊頻處的載波抑制度達到了50dB.最后通過對實際的電路進行測試，中心頻點處載波抑制了71 dB，在920～925MHz工作帶寬內，載波抑制度達到了58dB，相對于傳統的環形器提高了20dB以上.具有較好的工程應用價值.

［1］Arttu L，Jussi N.Passive UHF RFID in paper industry：challenges，benefits and the application environment［J］.IEEE Transactions on Automation and Engineering，2009，6（1）：66－79.

［2］Yang P，Wu W Y，Moniri M，et al.Efficient object localization using sparsely distributed passive RFID tags［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2013，60（12）：5914－5924.

［3］García J，Arriola A，Casado F，et al.Coverage and read range comparison of linearly and circularly polarized radio frequency identification ultra－high frequency tag antennas［J］.IET Microwaves，Antennas ＆ Propagation，2012，6（9）：1070－1078.

［4］Medeiros C R，Costa J R，Fernandes C A.RFID reader antennas for tag detection in selfconfined volumes at UHF ［J］.IEEE Antennas and Propagation Magazine，2011，53（2）：39－50.

［5］Choi T M.Coordination and risk analysis of VMI supply chains with RFID technology［J］.IEEE Transactions on Industrial Informatics，2011，7（3）：479－504.

［6］Lim W，Son W，Oh K S，et al.Compact integrated antenna with circulator for UHF RFID system ［J］.IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters，2008，7（5）：673－675.

［7］Lim W，Yu J.Balanced circulator structure with enhanced isolation characteristics ［J］.Microwave and Optical Technology Letters，2008，50（9）：2389－2391.

［8］Pursula P，Kiviranta M，Seppa H.UHF RFID reader with reflected power canceller［J］.IEEE Microwave and Wireless Components Letters，2009，19（1）：48－50.

［9］Lee S，Lee J，Lee I，et al.A new TX leakage－suppression technique for an RFID receiver using a dead－zone amplifier［C］∥Solid－State Circuits Conference Digest of Technical Papers（ISSCC）.San Francisco，USA：IEEE，2013：92－93.

［10］Lasser G，Robert L，Robert D，et al.Broadband leaking carrier cancellation for RFID systems［C］∥Microwave Symposium Digest （MTT）.Montreal，QC，Canada，IEEE，2012：1－3.

［11］Lasser G，Gartner W，Langwieser R.Fast algorithm for leaking carrier canceller adjustment［C］∥RFID Technology（EURASIP RFID）.Torino：IEEE，2012：46－51.

［12］Chen H M，Yeh S A，Lin Y F，et al.High chip reactance matching for ultra－high－frequency radio frequency identification tag antenna design［J］.IET Microwaves，Antennas ＆ Propagation，2012，6（5）：577－582.

［13］Le Y，Liao H，Chen J，et al.A single－chip CMOS UHF RFID reader transceiver for Chinese mobile applications［J］.IEEE Journal of Solid－state Circuits，2010，45（7）：1316－1329.

［14］Rao K V S，Nikitin P V，Lam S F.Antenna design for UHF RFID tags：a review and a practical application［J］.IEEE Transactions on Antennas and Propagation，2005，53（12）：3870－3876.

［15］Jung J，Park C，Yeom K.A novel carrier leakage suppression front－end for UHF RFID reader［J］.IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2012，60（5）：1468－1477.