集成式“V”形永磁體磁通切換電機性能分析

莫麗紅， 全力， 朱孝勇， 陳云云

(1.江蘇大學電氣信息工程學院，江蘇 鎮江 212013;2.淮陰工學院電子與電氣工程學院，江蘇 淮安 223003)

集成式“V”形永磁體磁通切換電機性能分析

莫麗紅1，2， 全力1， 朱孝勇1， 陳云云1

(1.江蘇大學電氣信息工程學院，江蘇 鎮江 212013;2.淮陰工學院電子與電氣工程學院，江蘇 淮安 223003)

為提高永磁磁通切換電機中永磁體利用率，介紹了一種集成式“V”形永磁體磁通切換電機，分析了其結構特點，對電機繞組空載反電勢、轉矩特性、損耗以及效率等電磁性能進行了有限元分析并與常規12/10極磁通切換電機進行了比較。研究表明，相對于常規永磁磁通切換電機，該電機結構能有效提高永磁材料的利用率及功率密度。在相同線負荷下，該電機平均輸出轉矩提高了22.8%，轉矩/永磁材料體積比值提高了26.3%，額定負載時輸出功率能增加近24%，效率則下降2.1%。總體說來，該電機繼承了永磁無刷類電機高效率、高轉矩密度、高功率密度的特點，在電動汽車等新能源汽車領域具有應用前景。

磁通切換電機;轉矩;有限元分析;渦流損耗;效率

0 引 言

永磁磁通切換(flux switching permanentmagnet，FSPM)電機作為定子永磁型電機的一種類型，其定、轉子采用雙凸極結構，永磁體和集中繞組均置于定子齒部，轉子結構較為簡單，且因其轉矩密度大，效率高，反電動勢正弦性好而受到關注［1-2］。目前，國內外學者對FSPM電機的研究主要集中在電機優化設計、電磁性能分析、定位轉矩及轉矩脈動抑制措施研究、不同拓撲結構電磁性能比較以及損耗分析等方面。如文獻［1-2］分別對永磁式、電勵磁磁通切換電機進行了電磁性能分析;文獻［3］對FSPM電機空載反電動勢進行了詳細的諧波分析，并就如何提高反電動勢正弦性進行了優化設計;文獻［4-6］對軸向磁場FSPM電機定位轉矩抑制展開了研究;文獻［7］將橫向磁場FSPM電機應用于風力發電領域，并進行了電機本體設計、電磁性能分析及相關實驗研究;英國Sheffield大學Z Q ZHU教授研究團隊則針對FSPM電機建模、定位轉矩抑制以及損耗分析等領域開展了卓有成效的工作［8-10］。

永磁電機中由于引入了永磁材料，轉矩密度和功率密度相對于普通電機較大，因而其在新能源汽車和風力發電等領域的應用受到廣泛關注［11-16］。永磁磁通切換電機中采用了較多塊永磁材料，加上永磁體切向交替充磁的“聚磁效應”，使得其轉矩密度高于永磁同步電機和定子永磁式雙凸極永磁電機。近年來，由于稀土永磁材料價格居高不下，較多的永磁材料用量顯著提高了電機的成本，同時該類電機中永磁材料的增加也對電機工作時的溫升、散熱等條件提出了更高要求。目前對于在滿足轉矩出力的同時如何提高FSPM電機永磁材料利用率的研究，未見文獻報道。本文針對常規12/10極FSPM電機提出了一種采用“V”形永磁體的集成式磁通切換(sandwiched switched-flux and V-shape permanentmagnet，SSFVPM)電機拓撲結構，為便于比較，同樣尺寸的傳統12/10FSPM電機也在文中進行了詳細分析。研究表明，該類電機在繼承常規FSPM電機高效率的優點的同時，又有效提高了永磁體利用率及轉矩輸出能力。

1 電機拓撲結構及電機設計

1.1 拓撲結構

圖1(a)為三相12/10極FSPM電機截面，12塊永磁體分別嵌入兩“U”型定子鐵心間，且采取切向交替充磁方式(圖1(c));12塊永磁體分別與其相鄰兩側定子齒構成12個定子磁極，其上布置集中繞組，間隔90℃的4個線圈串聯連接成一相。圖1(b)為優化后的三相6/10極SSFVPM電機拓撲結構，與圖1(a)中FSPM電機結構比較，兩電機具有相同的轉子結構，均有12塊永磁體置于定子上，每個定子磁極上均布置有集中繞組。與FSPM電機結構不同的是，SSFVPM電機有6個定子磁極，每個定子磁極上有兩塊永磁體，呈“V”型放置，兩塊永磁體間布置“△”形定子齒，且由于永磁體放置方向的偏移，其充磁方向也略偏移于FSPM的切向充磁(圖1(d))，此外每相繞組由相對的兩個線圈串聯連接而成，增加了繞組面積。

圖1 電機拓撲結構Fig.1 M achine topologies

1.2 功率方程

根據文獻［1］的分析，FSPM電機的永磁磁鏈和反電動勢均接近正弦波，因此常采用正弦波電樞電流并與空載反電動勢同相以獲得最大輸出轉矩。在不考慮電阻時，輸出功率為

式中:P1和Po分別為電機輸入功率和輸出功率;η為電機效率;m和T分別為電機相數和反電動勢周期;e(t)、Em、i(t)、Im分別為反電動勢瞬時值和幅值、電樞電流瞬時值和幅值。

式(1)中的空載反電動勢幅值和正弦波電樞電流幅值可分別表達如式(2)和式(3)所示。

式中:Ps、Pr分別為定、轉子極數;kd、ks分別為電機漏磁系數、直槽系數;As、Bgmax分別為電機線負荷、氣隙磁密最大值;Dsi為電機定子內徑;la為鐵心疊片長;n為額定轉速;cs為定子齒寬極弧系數。

將式(2)和式(3)代入式(1)中，即得FSPM電機的功率方程為

按照上述分析步驟，當SSFVPM電機的永磁磁鏈、空載反電動勢、電樞電流均接近正弦波時，功率方程可以沿用式(4)進行電機初始設計。

需要指出的是，本文中用于比較的常規三相12/10極FSPM電機和三相6/10極SSFVPM電機均采用直槽(ks均為1)，且定子內徑Dsi和線負荷As均相同，但由于定子結構的差異，SSFVPM電機模型的結構參數如定子極數Ps和定子齒寬極弧系數cs均小于常規FSPM電機，而電磁參數如漏磁系數kd、氣隙磁密峰值Bgmax及效率η在電機初始設計時可初設粗略值，后續則通過有限元分析獲取更加精確的數據并進行優化調整。

1.3 電機參數

表1列出了優化后的的兩電機模型尺寸參數，兩種電機模型采用相同的汝鐵硼永磁材料、轉子結構、定子內外徑、相繞組匝數及線負荷，此外SSFVPM電機中永磁材料用量少于常規FSPM電機。

2 電磁性能分析

2.1 空載反電動勢

圖2(a)及圖2(b)比較了兩電機模型的空載反電動勢(n=1 500 r/min)。SSFVPM電機顯示出較大的空載反電動勢基波幅值，而其波形正弦性相對于常規FSPM電機而言較差。這主要是由于對于常規FSPM電機，單獨的線圈組(由徑向相對的兩個線圈繞組串聯而成)A1+A3和A2+A4中兩反電動勢波形均包含較大的諧波分量，但由于兩者相位相差半個周期且方向相反，使得合成的A相反電動勢波形消除了大部分諧波，具有較好的正弦性。而SSFVPM電機線圈A1和A2反電動勢波形相同且包含較大諧波含量，合成后的A相空載反電動勢正弦性較差。表2列出了圖2所示波形的諧波分量峰值Anm(n=2，3，…，10)與基波峰值A1m比值數據，其中SSFVPM電機每相繞組反電動勢波形中最大諧波分量為二次諧波，總諧波畸變率(THD)為18.3%，遠大于常規FSPM電機的0.9%。

表1 電機尺寸參數Table 1 M achine specifications

圖2 空載反電動勢Fig.2 Open-circuit back EMF

表2 空載反電動勢波形諧波分析Table 2 Harmonic analysis of back EMF waveforms

2.2 轉矩

圖3為轉子轉速為1 500 r/min時兩電機模型的平均輸出轉矩隨iq的變化情況，兩電機表現出相似的轉矩/電流特性。需要指出的是，當空載及負載電流iq為28A(id=0)時，兩電機平均輸出轉矩近似相等;當iq在0到28A之間時，兩電機輸出轉矩均隨電流iq增大而增大，且SSFVPM電機的輸出轉矩總是大于常規FSPM電機的相應值，兩輸出轉矩的差值在iq為0到14A范圍時隨iq增大而增大，而在iq為14A到28A范圍時則隨iq增大而減小。

圖4 比較了兩電機模型均采用id=0控制策略，在額定負載(iq=11A)且轉子轉速為1500 r/min時的輸出轉矩及輸入電流波形。在使用較少永磁材料的前提下，SSFVPM電機平均輸出轉矩(39.3 N.m)相比常規FSPM電機(32 N.m)增長了22.8%，其轉矩/永磁體積比(1.97)比常規FSPM電機的(1.56)大，說明永磁材料利用率及轉矩輸出能力均得到了有效提高。此外，從圖4數據可計算SSFVPM電機和常規FSPM電機的轉矩脈動系數(穩態轉矩峰峰值/穩態轉矩最大值與最小值之和)分別為9.5%和23%，說明在提高轉矩輸出及永磁材料利用率的同時，轉矩脈動也大大增加了，這主要是由于反電動勢中大量諧波分量及較大定位轉矩的存在。

為分析轉子極數對SSFVPM電機轉矩脈動情況的影響，對其不同轉極結構的定位轉矩進行了分析。表3列出了11種不同轉子極數Nr的SSFVPM電機在轉子轉速為1 500 r/min時的定位轉矩峰峰值Trc及空載反電動勢幅值Em，從中可以看出當轉子極數分別為11、13、17及19時，定位轉矩脈動小于其他7種情況時的相應值。需要注意的是，當轉子極數分別為13、17及19時，反電動勢也相對較小，且對于奇數轉子極數，可能存在不平衡力(unbalanced magnetic force，UMF)的作用，從而增加振動和噪聲。圖5顯示了SFSVPM電機在11到21間6種奇數轉極Nr下的UMF，表4為圖5中各轉子極數下徑向力平均值Fmag及波動幅度Fmax-min。可以看出15及21極轉子的UMF幅值較少，可以忽略;其他4種結構中，19極轉子的UMF幅值波動最大;17極轉子電機的UMF幅值最大，其UMF波動最小。

表3 不同轉子極數的定位轉矩及反電動勢幅值Table 3 Cogging torque and back EM F of different Nr

圖5 不同轉極SSFVPM電機的空載不平衡力Fig.5 Open-circuit UMF of SSFVPM machine

表4 不同轉子極數電機的徑向力平均值及波動幅度Table 4 UMFmagnitude and UMF ripp le

3 損耗分析

由于6/10極SSFVPM電機中與常規12/10極FSPM電機不同的氣隙磁密分布，且含有豐富的諧波分量，永磁體布置方式也發生了變化，因此有必要對兩電機模型的損耗進行分析。在忽略機械損耗的前提下，電機損耗主要由永磁體渦流損耗、定轉子鐵心損耗(定轉子均采用硅鋼片疊壓而成)及銅耗組成。本文主要針對兩種電機拓撲結構的鐵心損耗和永磁體渦流損耗進行了分析比較。

3.1 鐵心損耗

圖6顯示了常規FSPM電機及SSFVPM電機定子鐵耗、轉子鐵耗及總鐵耗隨電流變化情況。從圖中可得出如下結論:兩電機轉子鐵耗近似相等，隨電流波動不大，尤其是對于SSFVPM電機;兩電機定子鐵耗均隨電流增大而增大且SSFVPM電機鐵耗始終大于常規FSPM電機的相應值;兩電機的總鐵耗在空載時近似相等，額定負載時相差約11.7W，隨電流變化趨勢類似于定子鐵耗，兩電機總鐵耗的差值也隨電流增大而增大。

表5列出了兩電機模型在額定負載(iq=11 A)及轉子轉速為1 500 r/min時各部位的鐵耗值及其在總鐵耗中所占比例。其中“定子△齒”指的是SSFVPM電機6個定子磁極上“V”形永磁體間的“△”形定子齒。從表中觀察到常規FSPM電機與SSFVPM電機定子鐵耗所占比例均大于轉子，分別為67.3%及73.1%;而兩電機模型中占總鐵耗比例最大的部位分別是定子齒(41.1%)和定子軛(44.1%)，這主要是由于常規FSPM電機中定子齒數量較多的緣故;此外SSFVPM電機總鐵耗比FSPM電機的大11.66W，這主要是因為其鐵心磁通密度更大的緣故。

圖6 不同電流下兩拓撲結構電機的鐵心損耗Fig.6 Core losses of two machine topologies

表5 額定負載下各部位鐵耗Table 5 Core losses of different part

3.2 永磁體渦流損耗

由于定轉子均采用硅鋼片疊壓而成，因此忽略定轉子的渦流損耗，僅考慮塊狀永磁體的渦流損耗。永磁體上的渦流損耗主要是由于永磁材料具有電導性，因此當交變磁場作用于其上時會感應出渦流而產生的。

本文采用有限元方法預測了兩種電機模型的永磁體渦流損耗，其中永磁體電導率為6.25×105(Ωm)-1，永磁體渦流損耗隨電流變化情況如圖7所示。在空載時，SSFVPM電機的永磁體渦流損耗大于常規FSPM電機，分別為247W和95W;在額定負載(iq=8A)時，兩電機模型的永磁體渦流損耗值分別為330.5W和111.8W。永磁體渦流損耗隨電流增大而大幅度增大，尤其是對于SSFVPM電機，增長幅度更大。

常規FSPM電機及SSFVPM電機空載及額定負載時的永磁體渦流分布及渦流損耗分布情況如圖8所示，從圖中可以看出兩電機額定負載時的渦流損耗均大于空載時的值，且SSFVPM電機在空載及額定負載時的渦流損耗均大于FSPM電機的相應值，這與圖7中得出的結論一致;此外還可觀察出，由于集膚效應，永磁體渦流及渦流損耗主要分布在永磁體徑向兩側端部［17］。

圖7 不同iq的永磁體渦流損耗(n=1 500 r/m in)Fig.7 PM eddy losses of different iq

3.3 效率

根據前述分析，6/10極SSFVPM電機相對于常規12/10極FSPM電機，在相同線負荷及轉子轉速時具有更高的轉矩輸出能力，即能輸出更高的功率，然而其渦流損耗較大，因此對兩電機的效率進行了比較分析。

電機效率可表示為

式中:Po是輸出功率;PFe、Pe及Pc分別為鐵耗、永磁體渦流損耗及銅耗。

兩電機效率隨輸出功率變化情況如如圖9所示，在較大輸出范圍內(1.6 kW到11 kW)，常規FSPM電機(在從88.8%到93.7%)及SSFVPM電機(從83.5%到91.6%)均可獲得較大效率，兩電機額定效率分別為93.7%及91.6%，即圖中兩曲線的峰值，此時輸出功率分別為5 kW及6.2 kW。兩電機均表現出高效率，適用于混合動力或電動汽車驅動系統。

圖8 永磁體渦流分布(A/m2)及渦流損耗分布(W/m2/m)Fig.8 PM eddy current and eddy loss distribution

圖9 不同輸出功率下的電機效率(n=1 500 r.m in-1)Fig.9 The efficiency via output power at rated speed of 1 500 r.m in-1

4 結 論

本文提出一種新型永磁磁通切換電機結構，即將常規12/10極永磁磁通切換電機的兩個磁極集成為一個磁極，并將每個磁極上的兩塊永磁體采用“V”形放置，與相同定子內外徑及線負荷的常規12/10極永磁磁通切換電機比較，通過對電磁性能、損耗及效率分析發現前者在減少永磁體及鐵心用量的基礎上提高了轉矩輸出能力及永磁體利用率，兩電機模型均擁有較高效率;此外通過分析發現，SSFVPM電機的轉矩脈動較大，永磁體渦流損耗的增加使得其效率略低于常規FSPM電機，因此如何減小定位轉矩及渦流損耗將成為這種結構電機的研究方向之一。

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(編輯:劉琳琳)

Performance analysis of sandw iched flux-sw itching machines using V-shape permanentmagnets

MO Li-hong1，2， QUAN Li1， ZHU Xiao-yong1， CHEN Yun-yun1
(1.School of Electrical and Information Engineering，Jiangsu University，Zhenjiang 212013，China;2.Faculty of Electronic and Electrical Engineering，Huaiyin Institute of Technology，Huai’an 223003，China)

In order to improve the PM usage efficiency in switched-flux permanentmagnetmachine，a new sandwiched switched-flux and V-shape permanent-magnet(SSFVPM)machine was proposed and its topology was analyzed.Based on the finite element analysis(FEA)，the back electromotive force(EMF)，torque characteristics，total losses，and efficiency were investigated in details.The simulation results are compared with those of a conventional12/10-pole flux-switching permanent-magnet(FSPM)machine.It shows that the usage efficiency ofmagnets and power density are significantly increased.Compared with the conventional FSPM machinewith the same electric loading，the average output torque and the ratio of torque/PM volume increase to22.8%and 26.3%separately.Meanwhile，the efficiency of SSFVPMmachine shows a slight decrease of2.1%，while the output power increases nearly to 24%.Hence，the SSFVPM machine still retains the merits of permanentmagnet brushlessmachine of high efficiency，high torque density，and high power density，which makes the machine very promising for electric vehicles (EVs)and other new energy electric vehicle applications.

flux switching PM machine;torque;finite element analysis;eddy current loss;efficiency

10.15938/j.emc.2015.05.013

TM 301.3

A

1007-449X(2015)05-0090-07

2013-05-11

國家自然科學基金(51377073，51177065，51477069);教育部博士點基金(20113227110002);江蘇省自然科學基金(BK20130418);江蘇省高校自然科學基金(13KJB470001);江蘇省高校研究生科研創新計劃(CXZZ12-0685)

莫麗紅(1980—)，女，博士研究生，研究方向為電動汽車驅動控制技術，新型電機設計與控制;

全 力(1963—)，男，教授，博士生導師，研究方向為電動汽車驅動控制技術、新能源發電技術等;

朱孝勇(1975—)，男，博士，教授，研究方向為高效能電機及其驅動控制技術研究;

陳云云(1980—)，女，博士，講師，研究方向為雙轉子電機及其驅動技術。

莫麗紅