基于光耦ACPL-339J的IGBT驅動電路設計

徐斯銳，周芝峰，楊恩星，徐清彬

(1.上海電機學院 電氣學院，上海200240； 2.上海電氣輸配電集團技術中心，上海200042)

基于光耦ACPL-339J的IGBT驅動電路設計

徐斯銳1，周芝峰1，楊恩星2，徐清彬1

(1.上海電機學院 電氣學院，上海200240； 2.上海電氣輸配電集團技術中心，上海200042)

摘要：針對大功率IGBT對驅動和保護電路的要求，采用ACPL-339J智能IGBT門驅動光電耦合芯片設計了大功率IGBT的驅動電路，包括驅動信號整形電路、去飽和(DESAT)電路、門極驅動保護電路等。并且使用改進Push-Pull拓撲結構設計了高效簡單的DC/DC隔離電源電路，計算了隔離變壓器的設計參數。最后，通過雙脈沖和短路實驗驗證了驅動電路的快速響應能力、安全性、穩定性。

關鍵詞：ACPL-339J；IGBT驅動；DC/DC電源；Push-Pull；隔離變壓器

中圖分類號：TM461

文獻標識碼:A

DOI:10.3969/j.issn.1672-0792.2015.08.005

收稿日期：2015-05-11。

作者簡介：徐斯銳(1991-)，男，碩士研究生，研究方向為風力發電變流器、電力電子技術，E-mail：feithree@126.com。

Abstract：Aimed at the drive and protection circuit requirement of high power IGBT, this paper employed the ACPL-339J intelligent IGBT gate driver optocoupler chip to design the high power IGBT driver circuit, including the drive signal shaping circuit, DESAT circuit, the gate driver protection circuit, and so on. And it also designed the simple and efficient DC/DC isolation power supply circuit, and calculated the design parameters of the isolation transformer by adopting the improved Push - Pull topology structure. Finally, double pulse and short circuit experiment verified the fast response ability, security and stability of the drive circuit.

Keywords：ACPL-339J; IGBT drive; DC/DC power supply; Push-Pull; isolation transformer

0引言

絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)新型功率器件，具有控制簡單、驅動功率低、高輸入阻抗、開關狀態損耗小、開關速度高、較大的載流能力等優點[1]，被越來越廣泛的應用于風力發電、太陽能發電、新能源汽車、電網輸配電、軌道交通等領域[2]。IGBT工作的開關頻率在數10 kHz左右，除了IGBT自身的特性參數以外，驅動電路的各項特性對保證IGBT功率電路高效、穩定、安全的工作都起著至關重要的作用[3]。

設計的驅動電路采用ACPL-339J光耦芯片來隔離控制電路與功率電路，使用高頻率脈沖變壓器設計隔離電源，以達到對爬電距離和電氣間隙的要求，實現控制電路和功率電路的安全隔離。驅動的IGBT(Infineon FS100R12KT4G)電流為100 A電壓為1 200 V。

1ACPL-339J簡介

ACPL-339J內部結構如圖1所示，ACPL-339J是AVAGO公司一款高集成度的智能光電耦合驅動芯片，1 A電流雙輸出驅動，可連接多種規格的MOSFET以增加驅動能力。集成了短路保護、Vce去飽和、欠壓閉鎖、高速光耦隔離、光隔離故障反饋等，降低了驅動電路的開發復雜度[4]。最大工作隔離電壓Vpeak=1 414 V，最大信號延遲300 ns，工作電壓范圍15～30 V；檢測到短路故障時執行軟關斷功能，并通過光耦隔離向DSP/FPGA發出故障報警信號；正負壓欠壓閉鎖功能。

圖1　ACPL-339J內部結構

2驅動及保護電路設計

驅動電路整體結構如圖2所示，電路主要由輸入信號窄脈沖抑制電路、光耦隔離與反饋電路、檢測保護電路、外部驅動電路、隔離電源電路組成，使用圖2中3個相同的電路組成三相全橋電路，完成三相全橋整流的測試。

圖2　驅動電路整體結構

2.1　輸入信號整形及故障反饋電路

PWM控制信號接DSP/FPGA引腳或者是光纖頭電路信號引腳，處理器輸出信號一般不能直接接到ACPL-339J的輸入端，因為驅動電流較小，容易產生誤觸發信號。并且電路可能存在EMI干擾導致IGBT門極誤觸發，光耦輸入端需要配備信號濾波整形電路。主要是抑制輸入信號中的窄脈沖，一般使用RC濾波網絡，但會使傳輸延遲的抖動明顯增加，采用R1/C1與15 V供電的施密特觸發器Q1串聯來解決這個問題，如圖3所示。例如，如果開通信號電平為10 V，關斷信號電平為5 V，則施密特觸發器Q1輸入回差電壓為5 V。在IN引腳開通電平為15 V時，電阻R1將給電容C1充電，當C1兩端電壓達到10 V，施密特觸發器Q1就會翻轉。在IN引腳為關斷下降信號，當C1兩端電壓小于5 V時，施密特觸發器Q1將會翻轉，有效地改善了驅動波形。

圖3　輸入信號整形及故障反饋電路

故障反饋電路如圖3所示，當發生過流或欠壓故障時，故障信號通過光耦LED2反饋給處理器。如果電路正常時LED2是關斷的，那么在VCC2或VEE欠壓時，驅動電流可能不足以使LED2開通反饋欠壓故障信號。為了避免這種情況，LED2必須在電路正常時是常開的。為了降低電能損耗，LED2是由內部一個占空比為50%，頻率為5 MHz的晶振來驅動。用RC網絡來濾除FAULT引腳的震蕩信號，得到穩定的低電平反饋信號。RC網絡由FAULT引腳濾波電容CF和上拉電阻RF組成。為了實現有效的濾波和高信噪比，CF使用1 nF陶瓷電容，上拉電阻RF為10 kΩ，上拉電壓為3.3 V。

2.2　欠壓鎖定保護

IGBT門極驅動電壓不足會增大門極電阻，增加開關損耗，關斷門極電壓不足會導致IGBT誤觸發，損壞IGBT。ACPL-339J不間斷監控輸出驅動電壓，在輸出驅動電壓低于UVLO所設的閾值時，會關斷IGBT。ACPL-339J欠壓鎖定由兩部分組成，UVLO_P控制VOUTP引腳以及UVLO_N控制VOUTN引腳，UVLO比DESAT有更高的優先級，最大限度地保證IGBT的安全。

2.3　去飽和和軟關斷電路

去飽和電路如圖4所示，由ACPL-339J的DESAT(15引腳)進行檢測，當IGBT發生過流時IGBT集電極電壓會迅速上升，若超過Vce所設定的保護電壓。DESAT引腳電壓也會上升，電壓超過8 V時，ACPL-339J芯片內部會啟動保護機制，通過VGMOS(引腳14)外接MOSFET Q4軟關斷IGBT。軟關斷時間可通過電阻R11和Q4進行調整，以降低對IGBT的沖擊[5]。使用二極管進行檢測去飽和保護，在IGBT關斷期間，D1和R3將DESAT設置為VEE電平，從而將C6預充/放電至負電源電壓，該電壓相對于VE為-10 V。在IGBT開通期間，通過電阻R3將電容C6充電到+15 V，IGBT正常導通，在集電極電位降到某一水平之后，C6的電壓將被二極管D2,D6鉗位住，避免誤操作。電阻R3的值可通過式(1)計算，以確定開通所需要的響應時間Tor：

(1)

圖4　驅動及保護電路

式中：VGL是驅動輸出關斷電壓，這里為-10 V。最短開通所需要的響應時間不應低于1 μs。

在IGBT關斷時集電極會產生短時反向大電流，可能會擊穿二極管D2，D6，使其損壞。這樣電阻R3持續向電容C6充電，致使電容C6電壓上升超過DESAT閾值電壓，導致誤操作，所以二極管D2，D6應使用快速恢復型二極管。保護電壓等級可通過改變串聯的二極管個數來實現VDESAT=Vce+nVD，n為串聯二極管的個數，VD二極管正向導通壓降,VDESAT這里為8 V，Vce為IGBT C-E間的電壓。同時，IGBT并聯的二極管續流產生的正向瞬態電壓，可能會擊穿二極管，在DESAT引腳產生大電壓，對芯片造成損害，所以在DESAT引腳和二極管D2，D6之間串聯一個百Ω等級的保護電阻R4，所串聯的電阻并不會對去飽和產生影響。

3隔離電源設計

從FS100R12KT4G數據手冊中的輸出特性曲線圖可以看出，在集電極電流相同的情況下，門極電壓越高，飽和管壓降越小，但門極電壓也不能過大，一般在±20 V范圍內，過大會增加開關損耗[6]。門極開通電壓越高，器件反應速度也越快，對保護電路的要求也會更加嚴格，綜合這些因素，選門極開通電壓+Vge為+15 V。

門極關斷電壓的選取主要保證關斷的可靠性，當關斷為0 V時，IGBT不能可靠關斷。同時關斷電壓影響關斷時間，以及關斷損耗，研究表明，關斷電壓0 V時的關斷時間是關斷電壓-15 V時的2～3倍，關斷損耗要大10%，綜合考慮選門極關斷電壓-Vge為-10 V。

隔離電源設計要滿足對爬電距離和電氣間隙以及穩定性的要求，電路如圖5所示，采用改進Push-Pull拓撲結構，電路結構簡單，可實現多路電壓輸出[7，8]。輸出副邊繞組接方向相反的二極管D6和D7，在電源脈沖開通和關斷時都能輸出電壓，設計電源脈沖占空比為60%滿足+15 V，-10 V電壓輸出，下面是變壓器的設計步驟。

圖5　DC/DC隔離電源電路

變壓器工作頻率150 kHz，輸出功率1.5 W，根據爬電距離的要求以及所需的變壓器窗口面積選擇EE25鐵氧體磁芯。

(1)原邊最大電流：

(2)

式中：PN為輸出功率(W)；η為變壓器效率；Vs為原邊輸入電壓(V)；DMAX為占空比最大值。

(2)原邊繞組匝數：

(3)

式中：NP這里取6匝；ton為電源脈沖導通時間按60%占空比計算(μs)；ΔB為磁通密度0.234(T)；Ae為磁芯有效截面積EE25為49.2(mm2)。

(3)副邊繞組匝數：

(4)

式中:副邊繞組匝數要大于上式計算值取11匝；VD為副邊整流二極管導通正向壓降。

(4)原邊繞組電感：

(5)

(5)磁路氣隙：

(6)

式中：μ0為真空磁導率4π×10-7(H/m)。

4實驗結果

在測試驅動電路的基本功能正常之后，配合所要驅動的IGBT模塊FS100R12KT4G搭建硬件實驗平臺，如圖6所示。主要完成雙脈沖測試和短路測試這兩個實驗，電路主要參數配置如下：直流母線電容采樣12個680 μF金屬膜電容并聯，使用層疊式母排連接，減小回路雜散電感；負載使用空心電感防止飽和；放電電阻選擇鋁殼電阻阻值為15 kΩ；短路實驗時使用粗短銅線短接IGBT上管兩端；在IGBT上下管兩端并入一個1.5 μF的吸收電容。脈沖信號用光纖從信號發生器接入驅動電路，避免干擾。

圖6　實驗測試平臺

所設計的驅動電路配合FS100R12KT4G進行雙脈沖實驗測試，脈沖時間間隔為10 μs-10 μs-15 μs，圖7是Vce=456 V時驅動信號Vge及IGBT發射極電流Ic的波形，負載電感值為150 μH。在沒有C10時第一次開通波形頂部會有輕幅的震蕩，當加一個100 nF的電容后，震蕩情況明顯改善，但電容也不能太大，太大會增加開關損耗并且對信號造成一定的延時。在第一次關斷時，由于電流探頭放在下管的發射機處，所以檢測不到二極管續流電流。在第二次開通時刻，續流二極管進入反向恢復階段，反向恢復電流會經過IGBT。在IGBT再次被關斷時，應為母線雜散電感的存在，會產生電壓尖峰，圖7中電壓尖峰在80 V左右，在正常范圍內，IGBT可以安全關斷。

圖7　雙脈沖驅動測試波形

圖8是IGBT短路測試的波形，用短粗銅線短接IGBT上管測試下管，一般母線電壓設置在500 V左右，太大會產生極高的電流，太小可能觸發不了短路保護，這兩種情況都可能損壞IGBT。在發脈沖之前要斷開電源，只使用電容供電。如圖8在IGBT開通后，下管集射極電壓Vce下降，電流Ic急劇上升，保護電路檢測到過流立刻關斷IGBT，Vce恢復到母線電壓，射極電流Ic也不再上升，驅動電路在10 μs以內完成保護操作。Vce最大為455V，Ic最大為476 A，在脈沖時間分別設為12 μs，15 μs，18 μs時，驅動電路能夠在10 μs以內完全關斷IGBT，有效保護了IGBT不被擊穿。

圖8　短路保護測試波形

5結論

使用ACPL-339J智能光耦芯片設計的大功率IGBT驅動電路，包括去飽和和欠壓閉鎖電路，在IGBT發生過流或短路時能夠快速切斷電路，并及時地反饋故障給處理器，實驗驗證了保護的可靠性。采用改進Push-Pull拓撲結構設計隔離電源電路，并且討論了電源隔離變壓器的設計計算方法。雙脈沖試驗中，驅動電路在IGBT開通以及關斷的過程中，在信號延遲、抗干擾方面都有較好的性能。此設計結構簡單、價格便宜，可以方便地應用到多種規格IGBT的驅動電路之中。

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The Design of IGBT Driving Circuit Based on Optocoupler ACPL-339J

Xu Sirui1, Zhou Zhifeng1, Yang Enxing2, Xu Qingbin1

(1. School of Electrical Engineering, Shanghai DianJi University, Shanghai 200240, China; 2. Technology Center, Shanghai Electric Power Transmission & Distribution Group, Shanghai 200042, China)