電動汽車車載充電器輔助電源的高效設計

鄭嘉偉， 李紅梅

（合肥工業大學電氣與自動化學院，安徽合肥 230009）

電動汽車車載充電器輔助電源的高效設計

鄭嘉偉， 李紅梅

（合肥工業大學電氣與自動化學院，安徽合肥 230009）

為了滿足電動汽車車載充電器系統輔助電源要實現寬范圍電壓輸入和多路隔離輸出的實際需求，選擇單端反激式多路輸出作為輔助電源主電路拓撲，詳細介紹了其主電路中高頻變壓器、RCD電路和輸出電容設計步驟及參數確定依據.控制系統采用電壓外環和電流內環相結合的控制方案，其中電流內環采用峰值電流控制，基于Iw1691控制芯片將自適應多模式控制和谷值開關控制相結合，減少開關管開關損耗，實現系統的高效運行.最后，通過系統仿真測試和樣機測試證實設計方案的合理有效性.

電動汽車；車載充電器；輔助電源；谷值開關控制；多模式控制；高效設計

電動汽車上的車載充電器包含前級具有功率因數校正功能AC／DC變換器、后級DC／DC變換器、輔助電源模塊以及各自的控制模塊等多個功能模塊，每個模塊所需的電源不盡相同，需要多路電源同時供電才能正常工作，如前級的AC／DC模塊的控制芯片需要15V的供電電壓，而后級的DC／DC控制器需要13V供電電壓等.電源效率一直是開關電源設計中的關鍵性能指標之一，在功率管開關過程中，電壓和電流交疊會產生較大的開關損耗，此外，功率管導通過程中也會產生導通損耗，導通損耗與開關頻率成正比.傳統PWM控制的開關電源，其開關頻率通常是不變的，導致在輕載工況下系統效率明顯降低.

為此，論文采用結構簡單的反激拓撲結構［1－2］，通過變壓器耦合調節式多繞組實現多路輸出的設計方案，重點研究車載充電器輔助電源系統架構并給出詳細的設計流程及元器件選擇依據；在系統控制方案設計中，嘗試將軟開關技術的谷值開關模式和模式切換技術相結合，減小功率管的開關損耗和導通損耗，旨在兼顧體積約束和滿足車載充電器輔助電源設計需求的同時，實現不同負載條件下系統的高效運行.

1　單端反激式變換器工作原理及電流型PWM控制

1.1單端反激式變換器結構及工作原理

單端反激式變換器結構圖如圖1所示，其主電路由變壓器、MOS管、RCD箝位電路、輸出整流二極管和輸出電容組成［3］.單端反激式變換器工作原理是當開關管S導通時，輸入電壓就加在高頻變壓器的初級繞組上，次級整流二極管反接，次級繞組沒有電流流過；當開關管關斷時，次級繞組上的電壓極性是上正下負，整流二極管正偏導通，開關管導通期間儲存在變壓器中的能量便通過整流二極管向輸出負載釋放.反激變壓器在開關管導通期間儲存能量，在截止期間向負載傳遞能量，所以稱為反激變換器.

1.2電流型PWM控制

電流型PWM［4－6］控制結構圖如圖2所示，輸出電壓Uo經電壓反饋電路，將反饋電壓Ur與 給定指令電壓U1進行比較，經電壓調節器，輸出Uc作為電流調節器的電壓參考指令，與通過電阻采樣并反映電流變化的信號Us進行比較，輸出占空比可調節的PWM脈沖信號，控制輸出電壓Uo保持恒定.

圖1　單端反激式變換器結構圖

圖2　電流型PWM控制結構圖

2　具有多路輸出的單端反激式輔助電源設計

具有多路輸出的單端反激式輔助電源設計需求為：

輸入電壓：DC＋80V～＋220V.

輸出：DC＋15V，額定功率10W，電壓精度2%；DC＋13V，額定功率4W，電壓精度10%；DC＋12V，額定功率4W，電壓精度10%；DC＋8V，額定功率2W，電壓精度10%.

效率：η＝80%，工作頻率：f＝85kHz.

基于設計需求設計出的具有多路輸出的單端反激式輔助電源原理圖如圖3所示，高壓直流電取自電網側的輸出，經過單端反激變換器轉變為＋15V、＋13V、＋12V、＋8V，其中15V和13V分別給車載充電器前級具有功率因數校正功能AC／DC變換器中MOS管驅動芯片、后級DC／DC變換器中的MOS管驅動芯片供電，12V和8V輸出給電源芯片1117M3，轉換成5V和3.3V給單片機供電.四路輸出中，15V輸出是最重要且紋波要求最高的一路，為此，采用電壓外環和電流內環相結合，電流內環采用峰值電流控制的雙閉環控制方案實現其穩壓輸出.

2.1高頻變壓器設計

單端反激式輔助電源中的高頻變壓器，通過能量儲存和釋放實現能量傳遞，對開關電源的效率影響較大［7－8］，高頻變壓器設計非常關鍵，為此，首先給出其設計流程圖，如圖4所示.

（1）明確設計需求和已知參數

單輸入單端反激式輔助電源的四路輸出電壓和功率分別為15V、10W；13V、4W；12V、4W；8V，2W，工作頻率為85kHz.

圖3　具有多路輸出的單端反激式輔助電源原理圖

式中：Ku為窗口利用系數，取典型值0.29；Kj為電流密度，取其一般值600A／cm2；Bmax為磁芯允許最大磁通密度，取0.25T.

鑒于EFD磁芯［9］具有工藝簡單、價格便宜、散熱條件好、繞線方便等優點，并且其工作頻率高、工作電壓范圍寬、熱穩定性能好，適用于開關電源，為此，選擇EFD磁芯.根據計算結果，確定符合要求的磁芯為EFD25.

（4）確定變壓器初級電感

式中：Vor表示副邊反射電壓；Vinmin為原邊輸入電壓的最小值.

（3）選擇磁芯

根據AP法選擇磁芯，磁芯截面積Ae和窗口面積Aw的乘積Ap應滿足

式中：（VINTON）max為滿負載和最低輸入電壓條件下的最大伏秒值；Ip（pk）為原邊峰值電流.

（5）計算電流參數

（6）計算變壓器初級繞組匝數

（7）計算變壓器副邊輸出繞組匝數

圖4　高頻變壓器設計流程圖

（10）變壓器設計方案校核

0.25，故符合條件；b.趨膚效應驗證.

交流電通過導體時，各部分的電流密度不均勻，導體內部電流密度小，導體表面電流密度大，這種現象稱為趨膚效應.趨膚效應驗證的評據是線徑不能超過趨膚深度的兩倍，所計算的線徑均小于這個值，表明高頻變壓器設計符合設計需求.為了減小趨膚效應所造成的銅損，采用多股線并繞的應對措施.

鄰近效應是由繞線互感產生的渦流引起的，它迫使靜電流只流經銅線截面的小部分增加了銅線損耗.為了減小鄰近效應帶來的損耗，采用在層與層之間加入絕緣膠帶并相應減少繞線層數的應對措施.

繞制變壓器線圈時采用“三明治”繞法，繞制圖如圖5所示.繞線時，由起始引腳S開始按箭頭所示順時針方向繞制繞組，截止于終止引腳F.該繞制方法的優點為：由于增加了初級和次級的有效耦合面積，可以極大地減少變壓器的漏感，降低漏感引起的電壓尖峰，降低MOSFET的電壓應力，同時，由MOSFET與散熱片引起的共模干擾電流也可以降低，改善EMI；此外，由于在初級中間加入了一個次級繞組，減少了變壓器初級的層間分布電容，減少電路中的寄生振蕩，降低MOSFET與次級整流管的電壓電流應力，改善EMI.

圖5　變壓器繞制圖

2.2RCD電路設計

在反激式變換器中，高頻變壓器存在漏感，在開關管關斷時，變壓器漏感與開關管及變壓器的寄生電容之間的諧振會在開關管兩端產生很大的尖峰電壓，容易擊穿開關管，減小尖峰電壓的常用辦法就是設計RCD箝位電路.

RCD箝位電路參數的選取非常重要，由于箝位電壓會隨著負載的變化而變化，若R、C參數選擇合適，不僅能抑制關斷電壓尖峰，而且箝位電阻損耗功率小；倘若參數選擇不合適，電壓尖峰較大時會擊穿開關管，而箝位電阻消耗主勵磁電感能量則會降低開關電源的效率［10－11］.

RCD參數確定的流程如下：1）確定RCD電路鉗位電壓

式中：VDSS為MOS管的最大反向耐壓；Vinmax為最大輸入電壓.

2）確定箝位電阻和電容

取變壓器原邊漏感為勵磁電感的4%，則有：

式中：Vor為副邊反射電壓；Ls為高頻變壓器原邊漏感；Ip（pk）為原邊繞組或開關管最大電流.

2.3確定輸出電容

輸出電容的損耗是由寄生電阻引起的，在系統中所占損耗比例不大，但如果輸出電容選擇不合理的話會影響輸出紋波和電源的動態響應.

僅以13V輸出為例，設計時保持紋波大小不超過輸出的2%，即260mV.考慮動態情況，要求輸出電容滿足：

式中：IOUT為輸出電流；TP（NoLoad）為空載最大時間；VDynamic為動態期間允許電壓降；VDROP（sense）為Vsense信號足夠低到寄存器的動態過渡電壓降.

假定從空載到50%滿載輸出電壓降落不超過2V，且空載時系統效率為50%，則

式中：Rload為當前輸出那路的所帶電阻值；V（INxTON）PFM為滿負載和最低輸入電壓條件下的最大伏秒值；LM為原邊電感值；VOUT為輸出電壓；ηNoLoad為空載效率.

經計算COUT（Dynamic）＝100uF，采用100uF的電解電容.

2.4確定功率開關管

常用的功率器件主要有IGBT和MOSFET兩種，較之MOSFET，IGBT有比較長的拖尾電流，限制了其開關頻率，一般應用在不超過20kHz的場合［12］.考慮到設計需求中開關頻率為85kHz，為此，選擇開關速度更快的功率MOSFET，為了確定其具體型號，主要考慮兩個因素：一是考慮到輸入電壓的波動以及開關時刻電流引起的電壓尖峰等因素，選擇耐壓值為3倍輸入電壓值，設計中承受的最大電壓為242V，選擇功率管的額定電壓應大于726V；二是考慮到負載的類型、允許過載程度等因素，額定電流取穩態時通過漏極電流最大值的2倍，即其額定電流需大于2.8A.為此，確定選用ST公司的STP4NK80N，耐壓800V，額定電流3A.

2.5控制電路設計

由于電壓單閉環控制方案存在系統響應速度慢和穩壓性較差的技術不足，采用電壓外環和電流內環相結合的雙閉環控制，而且電流內環采用峰值電流控制方案［13－14］.

峰值電流控制原理如圖6所示，反饋電壓與基準電壓經誤差放大器后，得到的誤差電壓作為門限電壓Ve，與采樣電阻上得到的采樣電壓Vs一起接到電流比較器，當Vs＞Ve時，比較器輸出高電平給SR鎖存器復位端R，則Q為低電平，開關管關斷；隨后R變為低電平，S也為低電平，所以Q保持低電平，開關管保持關斷；當振蕩器脈沖變為高電平時，但此時R為低電平，但Q將變為高電平，開關管再次導通.如此周期性調節，實現輸出電壓穩定.

（1）計算電流采樣電阻

圖6　峰值電流控制原理圖

式中：VISENSE為電流采樣轉換為電壓后的最大值，取1.1V；Ip（pk）為初級側電流最大值，為1.405A；計算后得電流采樣電阻為0.78Ω.

（2）計算電壓反饋電阻

式中：VSENSE為1.538V，VFB為15V，計算后得R10＝4.7kΩ，R9＝43kΩ.

（3）確定控制芯片

為了減小功率管的開關損耗和導通損耗，建議將軟開關技術的谷值開關模式和模式切換技術相結合來實現，為此，在眾多的電流型PWM芯片中，確定Iw公司的Iw1691作為控制芯片.

Iw1691是高性能的AC／DC電源控制器，其內部結構圖如圖7所示，引腳1（NC）不使用、引腳2（VSENSE）接電壓反饋信號、引腳3（VIN）接輸入電壓、引腳4（SD）接外部停止信號、引腳5（GND）接地；引腳6（ISENSE）接電流反饋信號、引腳7（OUTPUT）是信號輸出端、引腳8（VCC）是基準電壓輸入端.

Iw1691集成了A／D轉換器、D／A轉換器、數字邏輯控制單元、反饋信號處理電路、關閉保護電路、DC總線電壓檢測電路、過流保護及逐周期峰值電流限制以及MOS管柵極驅動器電路等，而且集成軟開關控制和模式轉換控制于一體，并且在不增加外圍電路的同時將軟開關控制中的谷值開關控制和模式轉換控制中的多模式控制相結合，避免采用軟開關技術而增設的輔助MOS管.

a.谷值開關模式

谷值開關模式是軟開關技術的一種，針對MOSFET，在其漏源諧振電壓波形最低點開通MOSFET，具有開關損耗最小和dv／dt最小的技術優點，為此，啟用谷值開關控制實現MOS管開關損耗的有效降低并提升系統整體效率.

b.多模式控制方式

在輸出電流大于電流最大值的10%時，設置Iw1691運行于固定頻率的PWM模式，通過改變導通時間調整輸出.在輸出電流小于電流最大值的10%時，基于Iw1691控制芯片自動切換至PFM模式，MOSFET導通時間Ton由輸入線電壓調整，關斷時間Toff由負載電流決定.針對輔助電源控制系統啟用Iw1691控制芯片PWM／PFM多模式控制，降低MOSFET導通損耗，特別是系統輕載運行時的損耗，提升系統效率.

圖7　Iw1691內部原理圖

3　系統仿真

基于saber仿真軟件，對設計出的車載充電器輔助電源系統進行建模和仿真研究［15］，仿真結果表明：所設計計算的變壓器、RCD電路等參數合理，所得到的輸出電壓達到穩態所需時間較短，并且穩態后電壓保持穩定，紋波小，在寬電壓輸入范圍內都能滿足要求.

4　系統試驗測試

將焊好的電路板連上調壓器，并在輸出端接上負載開始進行試調，先在負載為100%，輸入電壓為80V、110V、242V時測試，用示波器觀察各路輸出情況，看是否能達到所要求的電壓值，并繼續觀察MOS管兩端電壓波形，測試芯片的工作狀態是否為PWM模式.測試完滿載之后將負載減小為40%負載，分別測試輸入電壓為80V、110V和242V時的輸出電壓波形和MOS管波形，觀察MOS管是否開啟谷值開關模式.最后降低負載到10%，并在輸入電壓為80V、110V、242V條件下進行測試，觀察MOS管是否進入PFM模式.

實驗結果表明，系統方案及電路參數設計符合多路輸出設計需求，基于Iw1691控制芯片能夠根據自適應于負載變化使系統運行于谷值開關控制下，降低MOS管的開關損耗，提升系統效率.

5　結論

為了在滿足電動汽車充電器系統中輔助電源設計需求的同時，兼顧系統成本、體積及高效運行，架構了基于單端反激多路輸出的輔助電源設計方案，給出了詳細的主電路和控制電路設計流程及參數確定依據.系統仿真測試及樣機實測結果表明：設計出的輔助電源具有結構簡單、性能良好的技術優勢，實現了在輸入電壓寬范圍變化時系統多路電壓的穩定輸出.所采用的RCD電路既能保護開關管又能保證系統的效率，同時通過谷值開關控制和多模式控制技術的融合減少了開關管的開關損耗和導通損耗，提升了系統的效率，該方案可直接推廣應用于電動汽車車載充電器輔助電源系統.

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High Efficient Design of Auxiliary Power Supply for Vehicle Charger of Electric Vehicle

ZHENG Jia－wei， LI Hong－mei
（School of Electrical Engineering and Automation，Hefei University of Technology，Hefei 230009，China）

To achieve a wide range of input voltage and isolated multi－output of the auxiliary power supply for the on－board charger of EV，the single－ended flyback multi－output converter was chosen as the main circuit topology.The design procedure of circuit parameters including high－frequency transformer，RCD snubber circuit and output capacitor is described in detail.An outer voltage loop and an inner current loop are used in the control system，while the current loop operates in the peak current mode.The controller features the combination of the adaptive multi－mode control and valley switching control to reduce the switching loss of MOSFET based on the control chip Iw1691to achieve high efficient operation of system.Finally，the system simulation and experimental results provided from the prototype confirm the validity of the proposed design scheme.

electric vehicle；on－board charger；auxiliary power supply；valley switching control；multimode control；high efficient design

U469.72

A

1001－2443（2016）03－0237－06

10.14182／J.cnki.1001－2443.2016.03.006

2015－07－26

安徽省江淮汽車有限公司科研項目（201301）.

鄭嘉偉（1990－），男，安徽蕪湖市人，碩士研究生，主要研究電動汽車充電器輔助電源部分；李紅梅（1967－），安徽合肥市人，博士、教授、博士生導師.

引用格式：鄭嘉偉，李紅梅.電動汽車車載充電器輔助電源的的高效設計［J］.安徽師范大學學報：自然科學版，2016，39（3）：237－242.