用于無刷直流電機驅動的諧振極軟開關逆變器

王強， 唐朝垠， 王天施， 劉曉琴

(遼寧石油化工大學 信息與控制工程學院，遼寧 撫順 113001)

用于無刷直流電機驅動的諧振極軟開關逆變器

王強， 唐朝垠， 王天施， 劉曉琴

(遼寧石油化工大學 信息與控制工程學院，遼寧 撫順 113001)

用硬開關逆變器來驅動無刷直流電機會產生逆變器的開關損耗大和運行效率低的問題。為降低開關損耗，提出一種用于無刷直流電機驅動的新型諧振極軟開關逆變器的拓撲結構，通過在傳統硬開關逆變器的三相輸出端添加輔助諧振電路，利用輔助電路中的高頻變壓器的等效電感與主開關并聯的緩沖電容之間的諧振，實現逆變器主開關器件的零電壓開關和輔助開關器件的零電流開關。依據不同工作模式下的等效電路圖，分析了電路的換流過程和設計規則，并建立起了輔助諧振電路損耗的數學模型，討論了諧振參數對輔助電路損耗的影響。制作了1臺實驗樣機，實驗結果表明逆變器的主開關和輔助開關都實現了軟開關。該諧振極軟開關逆變器能有效改善效率，降低開關損耗。

無刷直流電機；逆變器；軟開關；變壓器；諧振

0 引 言

無刷直流電機(brushless DC motor,BLDCM)具有慣性低、響應快、功率密度高、穩定性好以及維修費用低等優點，因此它在工業領域中得到了廣泛的應用。此外，這種電機還具有直流永磁電機的運行特性，但是電機中卻不含機械的整流器和電刷，因此，與電刷有關的很多問題也同時被消除了，例如音頻干擾問題，在易燃環境中工作時容易點燃潛在的火源問題等。無刷直流電機通常是由硬開關脈沖寬度調制(pulse width modulation,PWM)逆變器來驅動，但是這種逆變器的開關損耗大、效率低，特別是在高頻下運行時，過大的電壓和電流變化率會產生嚴重的電磁干擾和二極管反向恢復電流問題[1]。因此，傳統的硬開關逆變器對無刷直流電機驅動系統性能和功率密度的提高會產生不利影響。

為解決硬開關逆變器存在的諸多缺點，研究人員開始關注軟開關技術。軟開關逆變器包括諧振直流環節逆變器[2-9]和諧振極逆變器[10-13]。研究人員已將諧振直流環節逆變器用于驅動無刷直流電機，其中文獻[7-9]提出的諧振直流環節軟開關逆變器可以用于驅動無刷直流電機，但是其在直流母線上串聯一個輔助開關器件，其通態損耗會隨著逆變器輸出功率的增大而大幅度增大，將嚴重阻礙逆變器效率提高，而且直流母線零電壓凹槽也會影響直流電壓利用率和逆變器輸出波形畸變率。諧振極逆變器的輔助諧振電路連接在逆變器的三個輸出端，直流環節電壓不受諧振的影響。因此，可以認為用于無刷直流電機驅動的軟開關逆變器的研究在未來將會以諧振極軟開關逆變器為主。

近些年，諧振極軟開關逆變器的研究主要集中在交流異步電動機驅動，異步電動機為正弦波控制三相繞組中通有正弦電流，而無刷直流電機工作在星形三相六狀態120°換相時為方波控制，只有兩相通電且為方波，控制方法及開關器件的動作與異步電動機都有較大區別，因而，傳統的諧振極軟開關逆變技術并不完全適合于無刷直流電機，有必要研究適用于無刷直流電機的諧振極軟開關逆變器。文獻[13]提出了用于驅動無刷直流電機的諧振極軟開關逆變器，但是其拓撲結構都在直流母線之間設置了2個形成直流母線中性點電壓的大電容，當采用單邊調制這種可以降低開關損耗的控制方法時，即對上橋臂開關器件采用120°換相控制，對下橋臂的開關器件采用PWM調制，將會出現中性點電壓偏移等問題，影響系統性能，因此文獻[13]中的逆變器橋臂上的主開關采用了相對復雜的上下橋臂開關器件交替進行PWM調制的方法來維持中性點電位的平衡，而且三相逆變器的輔助開關器件多達6個，輔助電路的功率損耗較大，控制策略也比較復雜。

本文提出了一種用于無刷直流電機驅動的新型諧振極軟開關逆變器，相比于文獻[13]，本文提出的逆變器在拓撲結構和控制策略上的特點是①直流母線之間沒有設置用于形成中性點電壓的大電容，無中性點電位的變化問題，所以該逆變器橋臂上的主開關可以采用相對簡單的單邊調制法；②三相逆變器的輔助電路結構簡單，只有3個輔助開關器件，2個輔助二極管和1個高頻變壓器，利用輔助電路中的高頻變壓器的等效電感與下橋臂的主開關并聯的緩沖電容之間的諧振，實現逆變器主開關器件的零電壓開關和輔助開關器件的零電流開關。文中分析了在1個開關周期內的電路各個工作模式，給出了逆變器的軟開關設計規則和輔助諧振電路損耗的數學模型，討論了諧振參數對輔助電路損耗的影響，最后制作了1臺實驗樣機，通過實驗來驗證本文提出的新型諧振極軟開關逆變器的有效性。

1 電路結構和工作原理

1.1 電路結構

該逆變器采用單邊調制方法，逆變器上橋臂的3個主開關工作在換相頻率，逆變器下橋臂的3個主開關工作在PWM頻率，所以上橋臂的主開關的工作頻率遠低于下橋臂的主開關的工作頻率。如果逆變器下橋臂的3個主開關工作在軟開關條件下，逆變器開關損耗將會明顯降低，輔助電路也會變得更加簡單。新電路的拓撲結構如圖1所示，由直流電源，輔助諧振電路，PWM逆變器和無刷直流電機組成。輔助諧振電路包括高頻變壓器(原副邊繞組匝數比為1:n，等效電感為Lr)，輔助開關器件Sa、Sb、Sc，及輔助二極管Dr1、Dr2，其中Dr1直接串聯在直流母線與變壓器二次繞組之間，Dr2與變壓器一次繞組并聯。PWM逆變器下橋臂的主開關器件都并聯了緩沖電容Cra、Crb、Crc，Cra=Crb=Crc=Cr。因為緩沖電容能夠降低電壓上升率，所以逆變器上橋臂和下橋臂的6個主開關器件都可以在零電壓條件下關斷，降低了關斷損耗，消除了關斷電壓尖峰。在開通逆變器下橋臂的3個主開關時，必須提前開通相應的輔助開關，將緩沖電容中的電量釋放完，這樣逆變器下橋臂的主開關才能獲得零電壓開通條件。利用輔助電路中的高頻變壓器的等效電感與下橋臂的主開關并聯的緩沖電容之間的諧振，實現逆變器主開關器件的零電壓開關和輔助開關器件的零電流開關。

圖1 三相諧振直流環節逆變器主電路Fig.1 Proposed three phase resonant DC Link inverter

1.2 工作原理

以一個PWM開關周期內，S1和D3導通狀態與S1和S6導通狀態之間的換流過程為例，來分析電路的工作過程。在一個PWM周期內，可以假設負載電流為I0恒定不變，等效電路如圖2所示，各部分的電壓和電流以圖2所示的方向為正。電路的特征工作波形如圖3所示，包括變壓器一次繞組電流iLr，主開關S6的端電壓uS6(緩沖電容Crb端電壓)和開關器件S6與Sb觸發信號的波形。如圖3所示，該電路在一個開關周期內分為7個工作模式，各工作模式的等效電路圖如圖4所示。

圖2 逆變器的等效電路Fig.2 Equivalent circuit of proposed inverter

工作模式：

模式1(t～t0)：初始狀態，主開關S6處于關斷狀態，負載電流I0經二極管D3續流，S6的端電壓uS6等于直流電源電壓E，輔助諧振電路不工作。

模式2(t0～t1)：在t0時刻，開通輔助開關Sb，在變壓器繞組等效電感的作用下，流過變壓器一次繞組電流iLr不能突變，所以Sb實現了零電流開通。iLr從零開始增加，流過D3的電流從I0開始減小，流過變壓器二次繞組的電流iLrs經二極管Dr1流回直流母線。變壓器一次繞組和二次繞組最終的端電壓值都等于直流電源電壓E，忽略變壓器繞組的阻抗，運用變壓器等效電路可得

圖3 電路的特征工作波形Fig.3 Characteristic waveforms of circuit

圖4 各工作模式的等效電路Fig.4 Equivalent circuits under different operation modes

(1)

式中：L1和L2分別為變壓器一次繞組和二次繞組的漏電感，a為變壓器的匝數比1∶n，變壓器有較高的勵磁電感，我們可以假設iLr=niLrs，由式(1)可得

(2)

其中變壓器的等效電感Lr=L1+L2/n2。本模式中變壓器一次繞組電流iLr線性增加，在t1時刻，當iLr=I0，D3截止，負載電流全部流過變壓器一次繞組時，模式2結束。本模式的持續時間為

(3)

模式3(t1～t2)：在t1時刻，負載電流I0全部流過變壓器一次繞組，D3在零電流條件下關斷，因此D3的反向恢復問題得到解決。從t1時刻開始，iLr繼續增大，電容Crb和變壓器等效電感Lr進入諧振狀態，Crb放電，Lr被充電，uS6逐漸減小，iLr從I0開始繼續增大，在t2時刻，當uS6減小到零時，本模式結束。本模式中uS6(t)和iLr(t)的表達式分別為：

(4)

(5)

此諧振過程持續時間為

(6)

當t=t2時變壓器一次繞組電流I1為

(7)

變壓器一次繞組電流最大值為

(8)

模式4(t2～t3)：在t2時刻，Crb電壓uS6減小到零，Dr2開始導通。負載電流I0全部流過Sb，流過變壓器一次繞組電流iLr等于流過Sb和Dr2電流之和，變壓器一次繞組端電壓為零，二次繞組端電壓為E，可得

(9)

流過變壓器一次繞組電流的變化率為

(10)

變壓器一次繞組電流線性減小，在t3時刻，當iLr=I0時，本模式結束，本模式中開通S6，因為電容Crb的電壓不能突變，所以開關S6可在零電壓條件下開通。

本模式持續時間為

(11)

模式5(t3～t4)：從t3時刻開始，變壓器一次繞組電流iLr從I0繼續線性減小，部分負載電流開始流過開關S6。流過開關S6和Sb的電流之和等于負載電流I0。在t4時刻，當iLr減小到零時，本模式結束。在t4時刻，關斷Sb，因為流過Sb的電流已經等于零，所以Sb完成了零電流關斷；如果在本模式的t4時刻之前關斷Sb，因為電容Crb端電壓等于零，所以在Crb的作用下，Sb可以完成零電壓關斷。本模式持續時間為

(12)

模式6(t4～t5)：當變壓器一次繞組電流減小到零后，輔助諧振電路不工作。本模式中逆變器的運行方式與硬開關逆變器相同，負載電流由直流母線經主開關S1、電機和主開關S6構成閉合回路。

模式7(t5～t6)：在t5時刻，直接關斷主開關S6，輔助諧振電路不工作。因為電容Crb端電壓不能突變，所以主開關S6完成了零電壓關斷，然后負載電流流向Crb，Crb被充電，Crb端電壓線性上升。在t6時刻，當Crb端電壓上升到E時，本模式結束。

本模式的持續時間為

T7=t6-t5=CrE/I0。

(13)

本模式結束后，在下一個開關周期，電路又從模式1開始工作，但是負載電流經二極管D5續流，電路將進入到S1和D5導通狀態與S1和S2導通狀態之間的換流過程。

1.3 軟開關實現條件及設計規則

1)當輔助開關開通時，變壓器的等效電感Lr的大小與通過開關的電流上升率成反比，這說明等效電感Lr必須足夠大，這樣才能限制流過輔助開關電流的上升率，使輔助開關獲得零電流開通條件。因此為保證輔助開關實現零電流開通，Lr應滿足下式

Lr≈4tonE/I0max。

(14)

其中：ton是輔助開關器件的開通延遲時間，I0max是負載電流最大值。

2)當逆變器下橋臂的主開關關斷時，緩沖電容值Cr的大小與主開關關斷之后的電壓的上升率成反比。所以Cr應該足夠大，才能夠限制逆變器主開關關斷時的電壓上升率，使主開關獲得零電壓關斷條件。因此為保證主開關實現零電壓關斷，Cr應滿足下式

Cr≈4toffI0max/E。

(15)

其中toff是主開關器件的關斷延遲時間。

3)Cr越大，緩沖電容存儲的電量就越多，在逆變器下橋主開關開通前，緩沖電容中的電量應該提前釋放完，所選Cr越大，在電容放電時，流過變壓器一次側繞組電流的最大值iLr-m就越大，但是iLr-m應不超過負載電流最大值I0max的兩倍，由式(8)可得Cr應滿足

(16)

4)由式(6)可知n的選取必須滿足

n>2。

(17)

由式(12)可知如果n值太大，變壓器一次繞組電流iLr減小到零所需時間太長，所以必須選取大小合適的n值。

5)根據工作模式可知，逆變器下橋臂的主開關S6在模式4期間開通，可以完成零電壓開通，為了能使S6在全負荷范圍內都可以實現零電壓開通，S6開通時刻相比于輔助開關Sb的滯后時間Td應滿足(T2+T3)|I0=I0max≤Td≤(T2+T3+T4)|I0=0-ton。

(18)

將式(3)、式(6)和式(11)帶入式(18)中可得

(19)

6)為了使輔助開關Sb在全負荷范圍都實現零電流關斷，Sb的導通時間Ton(Sb)應滿足

Ton(Sb)≥(T2+T3+T4+T5)|I0=I0max。

(20)

7)為了使輔助開關Sb在全負荷范圍都實現零電壓關斷，Sb的導通時間Ton(Sb)應滿足

Ton(Sb)≥(T2+T3+T4)|I0=I0max。

(21)

逆變器主開關工作在零電壓開關條件下，因此，電壓應力等于直流母線電壓E，器件電流變化率即為負載電流。輔助開關工作在零電流開關條件下，因此其電壓應力也等于直流母線電壓E。流過主開關和輔助開關的電流的尖峰值被限制在兩倍于最大負載電流的范圍以內。據此，來選擇主開關和輔助開關。

1.4 輔助電路功率損耗的分析

根據工作模式分析可知，逆變器的主開關器件S6實現了零電壓開關，開關損耗為零；輔助開關Sb實現了零電流開關，開關損耗為零；輔助二極管Dr1和Dr2存在通態損耗。理想狀態下，變壓器繞組L1和L2的電阻很小，功耗可以近似為零。設輔助開關器件Sb通態壓降為VCE，輔助二極管Dr1和Dr2的通態壓降為VEC,開關頻率為fc。根據一個開關周期內的各工作模式的理論分析，采用分段積分法可以得到輔助電路各器件的功率損耗數學模型。

輔助開關Sb的通態功耗PSb可表示為

(22)

二極管Dr1、Dr2的通態功耗PDr1、PDr2可表示為：

(23)

(24)

輔助諧振電路的總功耗Padd可表示如下：

Padd=PSb+PDr1+PDr2=

(25)

接下來用Padd分別對Lr和Cr求偏導，來研究Lr和Cr的變化對功率損耗的影響。

(26)

(27)

由式(26)和式(27)可知隨著Lr和Cr的增大，輔助諧振電路的功率損耗會增大，所以在滿足軟開關實現條件和設計規則的前提上，Lr和Cr盡量取最小值。

2 實驗結果

根據圖1制作了實驗樣機，實驗參數為直流電源電壓E=300 V，最大負載電流I0peak=25 A，PWM開關頻率fc=10 kHz，開關器件開通延遲時間ton=160 ns，開關器件關斷延遲時間toff=140 ns，變壓器匝數比a=1∶4，其一次繞組和二次繞組漏電感L1和L2分別為6 μH 和24 μH ，變壓器的等效電感Lr為7.5 μH，緩沖電容值Cr=47 nF，下橋臂的主開關開通時刻相比于輔助開關的滯后時間Td=66 μs，輔助開關在每個開關周期處于開通狀態的時間Ton(Sb)=70 μs，即占空比等于0.7。將實驗參數代入式(14)～式(21)可以驗證參數值滿足要求。另外逆變器輸出端接無刷直流電機，電機參數為額定功率2.5 kW，額定轉速n為3 000 r/min，極對數P為4。

主開關S6的端電壓uS6和變壓器一次繞組電流iLr的實驗波形如圖5(a)所示，可以看出uS6下降的同時，iLr也在發生變化，說明逆變器下橋臂的主開關并聯的緩沖電容與變壓器的等效電感處于諧振狀態，實驗波形與圖3所示的特征工作波形基本相符，驗證了逆變器工作原理的正確性。主開關S6開通和關斷時的電壓uS6和電流iS6的實驗波形如圖5(b)所示，可以看出S6關斷時，uS6以相對較低的上升率增大，所以S6實現了零電壓關斷；S6開通時，uS6已經先下降到零，然后iS6才開始上升，所以S6實現了零電壓開通。輔助開關Sb開通和關斷時的電壓uSb和電流iSb的實驗波形如圖5(c)所示，可以看出Sb開通時，iSb以相對較低的上升率增大，所以Sb實現了零電流開通；Sb關斷前，iSb已經等于零，所以Sb實現了零電流關斷。逆變器a相和b相輸出的相電流ia和ib實驗波形如圖5(d)所示，此時電機處于額定轉速，相電流波形接近方波，電機穩定運行性能良好。

圖5 實驗波形Fig.5 Experimental waveforms

為驗證本文提出的軟開關逆變器在效率上的優勢，在相同實驗條件下對本文提出的軟開關逆變器、硬開關逆變器以及文獻[13]提出的軟開關逆變器進行了效率對比測試，測試時硬開關和軟開關逆變器都保持輸出相電壓有效值110 V不變，在相同的輸出功率下分別測量這三種逆變器的輸入功率，最后用輸出功率除以輸入功率得到效率，如圖6所示。考慮到讀取誤差，在同一條件下測量4次，最后取其平均值。在輸出功率2.5 kW時，本文提出的軟開關逆變器的實測效率達到95.8%，相比于文獻[13]提出的軟開關逆變器，效率提高了1%；相比于硬開關逆變器，效率提高了2%。

圖6 實測效率曲線Fig.6 Measured efficiency curve

3 結 論

本文提出了一種用于無刷直流電機驅動的新型諧振極軟開關逆變器，與相關文獻提出的拓撲結構相比，其特點是直流母線之間沒有大電容，無中性點電位的變化問題，利用輔助電路中的高頻變壓器的等效電感與下橋臂的主開關并聯的緩沖電容之間的諧振，使開關器件完成軟開關。

通過實驗研究得出如下結論：1)逆變器的主開關和輔助開關都工作在軟開關條件下；2)所有開關器件的電壓應力都不高于直流電源電壓；3)逆變器輸出的相電流被很好地控制，電流波形為光滑的方波，電機可以穩定運行；4)在輸出功率2.5 kW的原理樣機上得到了95.8%的實測效率，相比于文獻[13]中提出的軟開關逆變器，效率提高了1%；相比于硬開關逆變器，效率提高了2%。

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(編輯：賈志超)

A resonant pole soft-switching inverter for brushless DC motor drives

WANG Qiang， TANG Chao-yin， WANG Tian-shi， LIU Xiao-qin

(College of Information and Control Engineering,Liaoning Shihua University,Fushun 113001,China)

The brushless DC motor is supplied by a hard-switching inverter,which causes the problem of high switching loss and low efficiency in the inverter.A resonant pole soft-switching inverter was proposed for brushless dc motor to reduce switching loss. By adding auxiliary resonant circuits to three-phase output of the hard-switching inverter,it realized zero voltage switching operation of all main switching devices in inverter and zero current switching operation of auxiliary switching devices,based on the resonance between the equivalent inductance of high frequency transformer in the auxiliary circuit and snubber capacitor in parallel with main switching device. According to equivalent circuits in different modes,commutation process of the circuit and design rule were analyzed. The mathematical model for auxiliary resonant circuit loss was established and the influence of resonant parameters on the loss of auxiliary circuit was discussed. A laboratory prototype was built. Experimental results showed that both of the main switching devices and auxiliary switching devices were operated under zero voltage or zero current. The resonant pole inverter presented can effectively improve efficiency and reduce switching loss.

brushless DC motor; inverter; soft switching; transformer; resonant

2015-04-25

國家自然科學基金(51207069);遼寧省自然科學基金指導計劃項目(20170540586);遼寧石油化工大學國家級科研項目培育基金(2016PY-016)

王 強(1981—),男,博士,副教授,研究方向為軟開關逆變器的電路拓撲及控制; 唐朝垠(1990—),男,碩士研究生,研究方向為軟開關逆變器的電路拓撲及控制; 王天施(1970—),男,博士,副教授,研究方向為電力系統繼電保護; 劉曉琴(1975—),女,博士研究生,副教授,研究方向為電力系統故障診斷。

王 強

10.15938/j.emc.2017.06.008

TM 464

A

1007-449X(2017)06-0059-07