基于平均電流的功率因數(shù)校正電路設(shè)計(jì)與仿真

雷永鋒+孫莉莉+李自成

摘 要： 為了減少車(chē)載充電機(jī)功率因數(shù)校正電路對(duì)公共電網(wǎng)的諧波污染，并保證其向后級(jí)電路傳送穩(wěn)定的直流電壓，設(shè)計(jì)了一種以UC3854芯片為核心，采用雙閉環(huán)控制策略的功率因數(shù)校正電路。電流內(nèi)環(huán)控制PWM信號(hào)，實(shí)現(xiàn)Boost電路輸入電壓與輸入電流的相位相同，電壓外環(huán)控制實(shí)現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定。通過(guò)建立功率電路的數(shù)學(xué)模型，根據(jù)傳遞函數(shù)的特點(diǎn)設(shè)置了電流內(nèi)環(huán)、電壓外環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的參數(shù)。最后通過(guò)仿真驗(yàn)證了所有設(shè)計(jì)參數(shù)的正確性，實(shí)現(xiàn)了低諧波、低污染和高功率因數(shù)的目標(biāo)。

關(guān)鍵詞： APFC； 平均電流控制； 補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)； 電路仿真

中圖分類(lèi)號(hào)： TN710.6?34； TM910.6 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼： A 文章編號(hào)： 1004?373X（2017）14?0178?05

Abstract： In order to reduce harmonic pollution of the vehicle?mounted charger power factor correction circuit to the public power grid and ensure its rearward?stage circuit to transmit a stable DC voltage， a power factor correction circuit with chip UC3854 as its core was designed by means of the dual?loop control strategy. The current inner loop is used to control PWM signal to realize the same phase of Boost circuit input voltage and input current. The voltage outer loop is used to control and achieve a stable output voltage. The parameters of the current inner loop and voltage outer loop compensation network were set according to the power circuit mathematical model and the characteristics of transfer function. The correctness of all design parameters was verified by simulation. The goals of low harmonics， high power factor and low pollution were achieved.

Keywords： APFC； average current control； compensation network； circuit simulation

0 引 言

隨著能源的大量消耗和大氣污染問(wèn)題的日益嚴(yán)重，作為新型交通工具的電動(dòng)汽車(chē)以其節(jié)能環(huán)保的優(yōu)越性能，成為汽車(chē)工業(yè)發(fā)展的必然趨勢(shì)[1]。充電機(jī)作為電動(dòng)汽車(chē)能源補(bǔ)充的重要設(shè)備，其技術(shù)的發(fā)展是電動(dòng)汽車(chē)商業(yè)化必須解決的關(guān)鍵技術(shù)之一。而作為充電機(jī)前級(jí)的功率因數(shù)校正電路，其重要的性能就是保證對(duì)公共電網(wǎng)的低污染、對(duì)后級(jí)電路的低諧波直流電壓輸出和高功率因數(shù)。Boost?APFC因其在輸入電壓及頻率大范圍變化時(shí)能保持較高的輸入功率因數(shù)以及輸入電流紋波小而得到廣泛應(yīng)用。本文設(shè)計(jì)了基于平均電流的Boost?APFC電路作為電動(dòng)汽車(chē)車(chē)載充電機(jī)的前級(jí)輸入電路[2?3]。

1 工作原理及數(shù)學(xué)模型的建立

1.1 技術(shù)指標(biāo)

輸入交流電壓為（22020%） V；輸入頻率為（502%） Hz；輸出直流電壓為（4005%） V；最大輸出功率為1 800 W；開(kāi)關(guān)頻率為100 kHz；功率因數(shù)PF>0.99；波形畸變THD<5%。

1.2 工作原理

平均電流控制Boost?APFC電路依據(jù)其功能和功率等級(jí)可以劃分為功率電路和控制電路兩部分。功率電路主要由整流電路和Boost電路組成；控制電路由TI公司的控制芯片UC3854及其外圍電路組成[4]。其結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。

220 V市電經(jīng)浪涌抑制電路和EMI濾波電路后，經(jīng)由整流電路得到半正弦波信號(hào)，此信號(hào)經(jīng)前饋分壓網(wǎng)絡(luò)接至UC3854內(nèi)部模擬乘法器的輸入端VFF。輸出電壓經(jīng)采樣電阻分壓反饋至UC3854內(nèi)部電壓誤差放大器的反向輸入端，與基準(zhǔn)電壓Vref比較、放大后送入模擬乘法器。乘法器輸出的iref作為電流環(huán)的基準(zhǔn)信號(hào)，該信號(hào)與采樣的電感電流iL比較得到偏差信號(hào)，此偏差信號(hào)經(jīng)鋸齒波信號(hào)調(diào)制后得到驅(qū)動(dòng)IGBT的PWM信號(hào)。從而保證輸入側(cè)電流與電壓同相位，實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)校正[5?6]。

1.3 建立數(shù)學(xué)模型

在考慮電感繞線電阻和輸出電容的ESR情況下，Boost電路在電流連續(xù)模式（CCM）下有兩種工作模態(tài)。工作模態(tài)1（0

將與作為獨(dú)立變量，與作為非獨(dú)立變量，可得一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)端口電壓、電流存在如下關(guān)系：

對(duì)式（1）各平均變量進(jìn)行小信號(hào)分解，可得：

由于交流分量的幅值遠(yuǎn)小于直流分量，所以與可省略，得到直流和小信號(hào)等效電路，如圖3所示。

根據(jù)CCM模式下的Boost直流等效電路圖與小信號(hào)等效電路圖，則控制?輸出傳遞函數(shù)為：

通過(guò)對(duì)控制?輸出傳遞函數(shù)的分析，此系統(tǒng)為雙重極點(diǎn)型控制對(duì)象，其低頻增益小，并且由于Boost拓?fù)溆野肫矫媪泓c(diǎn)的存在，高頻增益減小較慢；系統(tǒng)的相位裕量為0°，系統(tǒng)不能達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)。因此，平均電流控制系統(tǒng)需要加入一定的環(huán)路補(bǔ)償才能達(dá)到系統(tǒng)穩(wěn)定和性能提升的目的。

2 系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計(jì)

2.1 功率電路參數(shù)設(shè)計(jì)

整流電路采用整流橋堆，依據(jù)技術(shù)指標(biāo)要求及整流橋堆的耐壓值和耐流值選用橋堆KBPC5010。輸入電感L在電路中起到能量傳遞、儲(chǔ)存和濾波的作用，其磁芯材料的選取和導(dǎo)線的繞制決定了性能的優(yōu)劣，因此本文輸入電感L由8股直徑0.3 mm漆包線在鐵硅鋁粉末磁芯上繞制100匝而成。

輸出電容主要起到濾波和儲(chǔ)能的作用，其值主要由輸出電壓保持時(shí)間決定，且為滿足輸出紋波要求，選擇7個(gè)470 μF高壓大電容并聯(lián)以減小ESR。功率開(kāi)關(guān)管和二極管必須滿足電流和電壓的應(yīng)力要求，本文選取了IXFX32N80P和MUR3060PT[7]。

2.2 控制電路參數(shù)設(shè)計(jì)

平均電流控制模式采用雙閉環(huán)控制，控制系統(tǒng)框圖如圖4所示。其內(nèi)環(huán)為電流環(huán)，通過(guò)調(diào)節(jié)控制功率開(kāi)關(guān)管的PWM信號(hào)，使電感電流跟隨輸入電壓變化；外環(huán)為電壓環(huán)，通過(guò)電壓誤差比較器的輸出改變，提高輸出電壓的穩(wěn)定性。

2.2.1 電流檢測(cè)電阻Rs

電流檢測(cè)電阻Rs（Ω）上的壓降Vrs作為輸入電流采樣信號(hào)輸入到UC3854中，該信號(hào)一般取值為1 V。依據(jù)采樣電阻可通過(guò)的最大電流，得：

2.2.2 乘法器電路的設(shè)計(jì)

前饋分壓網(wǎng)絡(luò)是由電阻RFF1，RFF2，RFF3和濾波電容CFF1，CFF2組成的二階低通濾波器。前饋電壓正比于輸入電壓平均值，當(dāng)輸入電壓較低時(shí)，前饋電壓VFF必須保證能夠達(dá)到1.414 V，同時(shí)分壓網(wǎng)絡(luò)的端電壓則應(yīng)為7.5 V，則有：

前饋分壓電路的濾波電容由電路輸入電壓諧波決定，前饋分壓電路對(duì)總諧波畸變的貢獻(xiàn)被限定為1.5%，整流電路中二次諧波含量大約為66.2%，則輸入諧波失真比例Gff==0.022 7。由此可得濾波電容值（μF）為：

乘法器是功率因數(shù)校正電路的核心，其輸出為電感電流正弦化的基準(zhǔn)[8]。乘法器的基準(zhǔn)信號(hào)由整流電壓經(jīng)電阻RAC和偏執(zhí)電阻RB1分壓得到，RAC（kΩ）表示如下：

式中：為乘法器最大輸入電流，一般取0.6 mA。偏置電阻RB1一般取為0.25RVAC，所以RB1=150 kΩ。在最小輸入電壓時(shí)的乘法器最小輸入電流（μA）為：

當(dāng)輸入電壓最低時(shí)，電流誤差放大器同相輸入端電阻Rmo兩端電壓必須與電流檢測(cè)電阻Rs在達(dá)到電流峰值限制時(shí)兩端的電壓相同，則Rmo（kΩ）的取值為：

2.2.3 電流環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)參數(shù)設(shè)計(jì)

電流內(nèi)環(huán)完成了電流的正弦整形，電流環(huán)輸入為UC3854控制器乘法器輸出，即為功率因數(shù)校正的正弦化基準(zhǔn)。通過(guò)對(duì)功率因數(shù)校正電路的建模分析，可以得到電感電流控制的傳遞函數(shù)為：

其幅頻特性曲線與傳遞函數(shù)Gvd（s）的相似，但不含右半平面零點(diǎn)，因此應(yīng)對(duì)電流環(huán)采用單零點(diǎn)?單極點(diǎn)補(bǔ)償，以達(dá)到電流環(huán)響應(yīng)速度快，控制精確，穩(wěn)定度高的要求。本文電流環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)采用電流誤差放大器結(jié)構(gòu)。它的反相輸入端設(shè)置為電感電流iL，如圖5所示。

2.2.4 電壓環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)參數(shù)設(shè)計(jì)

對(duì)電壓環(huán)進(jìn)行設(shè)計(jì)時(shí)，將電流環(huán)與負(fù)載等效為功率級(jí)，對(duì)等效功率級(jí)的傳遞函數(shù)進(jìn)行補(bǔ)償。本文采用具有限制帶寬增益的單極點(diǎn)補(bǔ)償電路，如圖6所示。

電壓誤差放大器同相輸入為電壓參考值=7.5 V。反相輸入為輸出電壓采樣信號(hào)，輸出電壓采樣電阻取511 kΩ，利用可以求得。

電壓誤差放大器補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)需要對(duì)二次及以上諧波進(jìn)行濾除以保證輸出電壓的穩(wěn)定。首先電壓誤差放大器輸出所允許的紋波電壓最大值（V）為：

3 電路仿真分析

3.1 補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的頻率特性仿真

通過(guò)對(duì)功率因數(shù)校正電路反饋補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)，在MathCAD中建立雙環(huán)控制模型，分別得到電流內(nèi)環(huán)與電壓外環(huán)的幅相特性如圖7和圖8所示。

由圖7得，經(jīng)電流環(huán)補(bǔ)償系統(tǒng)低頻段的低頻增益提高到170 dB，能夠較好的減小穩(wěn)態(tài)誤差；在中頻段，斜率為-20 dB/dec并穿越0 dB線的頻段范圍較大，即電流環(huán)存在足夠的增益帶寬，動(dòng)態(tài)穩(wěn)定性好，并且穿越頻率約為50 kHz，電流環(huán)響應(yīng)速度快；在高頻段由于補(bǔ)償環(huán)節(jié)的高頻極點(diǎn)的加入，避開(kāi)了右半平面零點(diǎn)的影響，可以較快地衰減高頻干擾。同時(shí)電流環(huán)的相位裕度能夠達(dá)到45°，電流環(huán)路達(dá)到穩(wěn)定，從而驗(yàn)證了電流環(huán)補(bǔ)償參數(shù)設(shè)計(jì)的正確性。

由圖8得，電壓環(huán)擁有50 dB低頻增益，約500 kHz的穿越頻率和-40 dB/dec的高頻衰減速度，同時(shí)相位裕量大于80°，因電壓環(huán)作用是保證輸出電壓穩(wěn)定，所以電壓環(huán)路的補(bǔ)償參數(shù)設(shè)計(jì)正確。

3.2 功率因數(shù)校正單元功能仿真

依據(jù)參數(shù)設(shè)計(jì)，在Saber仿真環(huán)境下搭建了基于UC3854的Boost拓?fù)涔β室驍?shù)校正電路模型[9]，得到如圖9和圖10所示的仿真圖。

從圖9可得，輸出電壓能夠穩(wěn)定工作在400 V左右，測(cè)量其電壓紋波值約為10 V，說(shuō)明Boost電路在UC3854控制下的輸出電壓能夠保持在小紋波穩(wěn)定范圍之內(nèi)。

圖10中較粗波形為輸入電流波形，較細(xì)波形為輸入電壓波形。從圖10中可得輸入電壓與輸入電流經(jīng)過(guò)平均電流控制達(dá)到同頻、同相位，實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)校正的目的。

4 結(jié) 語(yǔ)

本文建立了車(chē)載充電機(jī)功率電路的數(shù)學(xué)模型，并獲得其控制系統(tǒng)的傳遞函數(shù)，通過(guò)對(duì)傳遞函數(shù)的分析，設(shè)置了電壓電流環(huán)的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。并對(duì)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)和功率模塊進(jìn)行了仿真，經(jīng)驗(yàn)證實(shí)現(xiàn)了輸入電流與輸入電壓同頻同相、低諧波、低污染的目標(biāo)。

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