基于軟符號(hào)重構(gòu)的迭代子載波間干擾補(bǔ)償方法

王 磊, 張慧敏, 從 婉, 劉海濤

(中國民航大學(xué)智能信號(hào)與圖像處理天津市重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室, 天津 300300)

0 引 言

L頻段數(shù)字航空通信系統(tǒng)(L-band digital aeronautical communication system, L-DACS)是民航新一代空中交通管理系統(tǒng)的重要通信基礎(chǔ)設(shè)施[1]。L-DACS系統(tǒng)存在兩種候選技術(shù)方案,即L-DACS1與L-DACS2。兩種技術(shù)方案相比,L-DACS1具有頻譜利用率高、抗多徑衰落能力強(qiáng)及傳輸容量大等優(yōu)點(diǎn),因此獲得航空制造界與學(xué)術(shù)界的廣泛關(guān)注,該系統(tǒng)被視為民航未來航空數(shù)據(jù)鏈系統(tǒng)的重要技術(shù)手段[2-3]。為解決航空數(shù)據(jù)鏈系統(tǒng)頻率資源匱乏的問題,國際民航組織(international civil aviation organization,ICAO)提出將L-DACS系統(tǒng)部署在航空無線電導(dǎo)航L頻段的建議,其中,L-DACS1系統(tǒng)的頻譜內(nèi)嵌在民航陸基測距機(jī)(distance measuring equipment,DME)的波道間,2007年世界無線電大會(huì)批準(zhǔn)了ICAO的建議。由于L-DACS1系統(tǒng)的頻譜與DME系統(tǒng)頻譜存在部分重疊,而DME信號(hào)又是大功率的脈沖信號(hào),因此對于L-DACS1系統(tǒng)正交頻分復(fù)用(orthogonal frequency division multiplexing, OFDM)接收機(jī)來說,DME信號(hào)就成了影響其系統(tǒng)性能的帶內(nèi)干擾。文獻(xiàn)[4-6]表明,如果L-DACS1系統(tǒng)OFDM接收機(jī)不采取干擾抑制措施,系統(tǒng)的性能將顯著惡化,誤碼率增大,有可能造成空地鏈路通信失效,因此,在工程實(shí)際中必須要考慮OFDM接收機(jī)的脈沖干擾問題。

L-DACS1系統(tǒng)DME脈沖干擾抑制方法主要包括:非線性脈沖熄滅方法[7-10]、脈沖重構(gòu)干擾抑制方法[11-12]和基于陣列天線空域?yàn)V波方法[13-14]。相對于其他干擾抑制方法,非線性脈沖熄滅法具有運(yùn)算復(fù)雜度低、工程實(shí)現(xiàn)簡便及適用性強(qiáng)的優(yōu)點(diǎn)。因此,L-DACS1系統(tǒng)技術(shù)規(guī)范建議使用脈沖熄滅法來抑制DME干擾[15]。雖然脈沖熄滅法在一定程度上可以提高L-DACS1系統(tǒng)鏈路傳輸?shù)目煽啃?但需要考慮兩個(gè)關(guān)鍵問題,即脈沖熄滅最佳門限如何設(shè)置及脈沖熄滅后帶來的子載波間干擾(inter carrier interference, ICI)問題。為解決OFDM接收機(jī)中脈沖熄滅方法的最佳門限設(shè)置問題,文獻(xiàn)[16]給出了脈沖熄滅自適應(yīng)門限設(shè)置方法。為抑制脈沖熄滅導(dǎo)致的ICI問題,文獻(xiàn)[17]提出了基于硬判決的迭代ICI補(bǔ)償方法,仿真表明,所提出方法可提高鏈路傳輸可靠性,但由于硬判決方法固有的錯(cuò)誤傳播現(xiàn)象,因此對OFDM接收機(jī)符號(hào)差錯(cuò)性能的改善有限。

為了抑制脈沖熄滅法產(chǎn)生的ICI干擾,提高OFDM接收機(jī)的鏈路可靠性,提出了基于軟符號(hào)重構(gòu)的迭代ICI時(shí)域補(bǔ)償方法(以下簡稱軟符號(hào)重構(gòu)法)。實(shí)施步驟如下:首先,接收機(jī)譯碼器輸出的碼字比特軟信息通過交織與重構(gòu)得到發(fā)送符號(hào)的軟估計(jì)值;然后利用該軟估計(jì)值和信道頻率響應(yīng)可以重構(gòu)出接收信號(hào)的時(shí)域波形;最后對熄滅信號(hào)樣值進(jìn)行時(shí)域補(bǔ)償。仿真結(jié)果表明:軟符號(hào)重構(gòu)法可克服硬判決迭代ICI干擾抑制方法存在的錯(cuò)誤傳播現(xiàn)象,有效消除脈沖熄滅產(chǎn)生的ICI,提高L-DACS1系統(tǒng)OFDM接收機(jī)的可靠性。此外,相對于正常的接收機(jī),所提出方法的運(yùn)算復(fù)雜度僅增加一倍,因此該方法可應(yīng)用于實(shí)際系統(tǒng)。

論文具有兩個(gè)方面的貢獻(xiàn):一是提出了基于軟符號(hào)重構(gòu)的迭代ICI抑制方法;二是提出了軟符號(hào)重構(gòu)的計(jì)算方法。

1 軟符號(hào)重構(gòu)法迭代ICI抑制接收機(jī)

1.1 迭代ICI干擾抑制OFDM接收機(jī)框架

首先,L-DACS1系統(tǒng)的OFDM接收機(jī)將L波段的射頻信號(hào)經(jīng)變頻、放大和濾波后轉(zhuǎn)換為模擬基帶信號(hào),然后通過A/D模塊采樣得到數(shù)字基帶信號(hào)。為了保證DME脈沖干擾的抑制性能,在采樣時(shí)采用了過采樣,一般為4倍過采樣方案。軟符號(hào)重構(gòu)法迭代ICI抑制接收機(jī)的原理框圖如圖1所示。

圖1 軟符號(hào)重構(gòu)的迭代子載波間干擾抑制接收機(jī)Fig.1 Block diagram of the proposed OFDM receiver

假設(shè)接收機(jī)已建立符號(hào)定時(shí)同步,則接收機(jī)移除循環(huán)前綴后,單個(gè)OFDM符號(hào)周期內(nèi)接收信號(hào)矢量表示為r=[r0,…,rn,…,rVK-1]T。

r=h?x+i+n

(1)

式中,V代表過采樣因子;K代表OFDM系統(tǒng)子信道總數(shù);h代表信道沖激響應(yīng)矢量;x代表發(fā)射信號(hào)矢量;i代表信道輸入的DME干擾信號(hào)矢量;n代表信道輸入的復(fù)高斯白噪聲矢量。

接收信號(hào)矢量r分成兩路,一路送入DME干擾檢測器檢測是否存在DME干擾,如果接收信號(hào)存在DME干擾,則進(jìn)一步送入脈沖位置估計(jì)器計(jì)算DME干擾出現(xiàn)的位置[8],同時(shí)將含有DME干擾的樣值序號(hào)存放在集合Ω中,即Ω={n|rn包含DME噪聲,n=0,1,…,VK-1}。另一路接收信號(hào)矢量r則送入脈沖熄滅器消除脈沖干擾后,相應(yīng)地輸出信號(hào)矢量表示為y=[y0,y1,…,yn,…,yVK-1]T。

y=D·r

(2)

式中,D=diag(d0,d1,…,dn,…,dVK-1)代表脈沖熄滅矩陣,當(dāng)接收信號(hào)矢量r中第n個(gè)樣值含有DME干擾時(shí),dn取值為0;否則,dn取值為1。脈沖熄滅器輸出信號(hào)矢量y進(jìn)一步送入ICI干擾補(bǔ)償器對子載波間干擾進(jìn)行補(bǔ)償,ICI干擾補(bǔ)償器輸出信號(hào)矢量記為z=[z0,z1,…,zn,…,zVK-1]T,其第n個(gè)樣值zn表示為

(3)

Yov=F·z

(4)

(5)

(6)

(7)

式中,F-1代表VK點(diǎn)的離散傅里葉逆變換矩陣。當(dāng)?shù)鶬CI干擾補(bǔ)償方法收斂后,譯碼器輸出的信息比特后驗(yàn)軟信息LDes送入硬判決器進(jìn)行判決可得到發(fā)送比特序列的估計(jì)值。

1.2 測距儀干擾檢測方法

圖2給出OFDM與DME信號(hào)頻譜重疊示意圖,橫坐標(biāo)為頻率,縱坐標(biāo)為功率,信號(hào)干擾比(signal to interference ratio, SIR)=-4 dB,fc=±500 kHz。圖2中黑色實(shí)線表示OFDM信號(hào)頻譜,藍(lán)色虛線表示濾波后的DME信號(hào)頻譜。由圖2可觀測到:OFDM信號(hào)能量主要集中在-250～+250 kHz波段,而DME信號(hào)的大部分能量則位于±250 kHz附近。基于此,通過比較信號(hào)在頻率±250 kHz及直流子信道附近平均功率的大小,就可以檢測接收信號(hào)中是否含有DME干擾。

圖2 OFDM信號(hào)與DME信號(hào)頻譜重疊示意圖(SIR=-4 dB,fc=±500 kHz) Fig.2 Spectrum overlaps of OFDM and DME signal(SIR=-4 dB,fc=±500 kHz)

(8)

(9)

(10)

1.3 軟符號(hào)解調(diào)方法

軟符號(hào)解調(diào)器第k個(gè)子信道輸入信號(hào)Yk表示為

Yk=Hk·Xk+Nk,k=0,1,…,K-1

(11)

式中,Hk代表第k個(gè)子信道的頻率響應(yīng);Xk代表第k個(gè)子信道傳輸?shù)恼{(diào)制符號(hào);Nk代表第k個(gè)子信道輸入的噪聲信號(hào),其包括信道輸入的復(fù)高斯白噪聲及脈沖熄滅導(dǎo)致的ICI噪聲。對于不同調(diào)制方式,接收機(jī)軟解調(diào)的方法不相同,為方便敘述,以下以正交相移鍵控(quadrature phase shift keying,QPSK)調(diào)制為例來說明接收機(jī)軟解調(diào)的方法。

(12)

(13)

式中

(14)

1.4 軟符號(hào)重構(gòu)方法

(15)

(16)

(17)

最后根據(jù)式(17)計(jì)算得到調(diào)制符號(hào)Xk取值為各個(gè)星座點(diǎn)的概率,調(diào)制符號(hào)Xk的軟估計(jì)值為

(18)

2 仿真結(jié)果與分析

2.1 仿真參數(shù)設(shè)置

為了驗(yàn)證所提出的基于軟符號(hào)重構(gòu)的迭代ICI抑制方法的正確性,本文參考L-DACS1系統(tǒng)規(guī)范設(shè)計(jì)了基于軟符號(hào)重構(gòu)的迭代ICI抑制方法的L-DACS1系統(tǒng)仿真平臺(tái)。主要參數(shù)設(shè)置如下:

(1) 發(fā)射機(jī)參數(shù)

卷積編碼:生成多項(xiàng)式[171 133];

交織器深度:5 400(DATA/CC幀);

調(diào)制方式:QPSK/8PSK;

過采樣因子:4;

IFFT點(diǎn)數(shù):64;

有效子載波數(shù):50;

循環(huán)前綴點(diǎn)數(shù):11。

(2) 信道參數(shù)

信道類型:加性高斯白噪聲(addictive white Gaussian noise,AWGN)/航空Parking信道;

DME干擾源數(shù)目:1;

脈沖出現(xiàn)頻率:3 600(脈沖對/秒);

干擾載波偏置:500 kHz;

信干比:-4 dB。

(3) 接收機(jī)參數(shù)

等效中頻濾波器:通帶截止頻率0.3 MHz,阻帶截止頻率0.6 MHz;

抗混疊濾波器:滾降因子0.25升余弦濾波器。

2.2 仿真結(jié)果分析

采用本文方法重構(gòu)出來的OFDM時(shí)域波形如圖3所示。仿真時(shí)設(shè)置信道類型為AWGN信道，SIR=-4 dB,信噪比(signal-to-noise ratio,SNR)=15 dB。為了便于比較,畫圖時(shí)忽略了DME脈沖干擾和高斯白噪聲。在圖3中,藍(lán)色曲線代表進(jìn)行脈沖熄滅抗干擾后的OFDM信號(hào)波形,紅色曲線代表利用本文方法進(jìn)行1次迭代干擾補(bǔ)償后的OFDM信號(hào)波形,黑色曲線代表沒有經(jīng)過脈沖熄滅處理的原始OFDM信號(hào)波形。由圖3可知,1次迭代干擾補(bǔ)償后的OFDM信號(hào)波形(紅色)與原始的OFDM信號(hào)(黑色)波形基本一致。

圖3 重構(gòu)的時(shí)域信號(hào)波形(AWGN信道,SIR=-4 dB,SNR=15 dB)Fig.3 Reconstructed time-domain signal waveform(AWGN,SIR=-4 dB,SNR=15 dB)

采用本文方法進(jìn)行干擾補(bǔ)償后對接收信號(hào)星座的影響進(jìn)行分析和仿真,結(jié)果如圖4所示。仿真時(shí)設(shè)置信道類型為AWGN信道,SIR=-4 dB,SNR=15 dB。圖4(a)代表脈沖熄滅后接收信號(hào)的星座,圖4(b)代表迭代1次補(bǔ)償后接收信號(hào)的星座,圖4(c)代表迭代2次補(bǔ)償后接收信號(hào)的星座,圖4(d)代表迭代3次補(bǔ)償后接收信號(hào)的星座。4個(gè)星座比較表明:①本文提出方法可有效消除子載波間的干擾;②本文提出方法收斂速度快,僅需要1次迭代就能獲得滿意的補(bǔ)償效果。

圖4 解調(diào)信號(hào)星座(AWGN信道,SIR=-4 dB,SNR=15 dB)Fig.4 Constellation diagram after modulation (AWGN, SIR=-4 dB,SNR=15 dB)

圖5給出了本文所提出方法的誤比特率(bit error ratio, BER)曲線,仿真時(shí)設(shè)置信道類型為AWGN信道,SIR=-4 dB,OFDM信號(hào)調(diào)制方式為QPSK。其中，標(biāo)有“○”的曲線是沒有進(jìn)行干擾抑制的BER曲線;標(biāo)有“□”的曲線為脈沖熄滅法的BER曲線;標(biāo)有“◇”的曲線是經(jīng)過1次迭代處理后的硬判決ICI補(bǔ)償法的BER曲線;標(biāo)有“▽”的曲線是經(jīng)過2次迭代處理后的硬判決ICI補(bǔ)償法的BER曲線;標(biāo)有“----◇----”的曲線代表經(jīng)過1次迭代處理后的軟符號(hào)重構(gòu)法的BER曲線;標(biāo)有“----▽----”的曲線代表經(jīng)過2次迭代處理后的軟符號(hào)重構(gòu)法的BER曲線;標(biāo)有“·”的曲線代表不存在DME干擾時(shí)的BER曲線。

圖5 比特差錯(cuò)性能曲線(AWGN信道,QPSK,SIR=-4 dB)Fig.5 BER performance (AWGN channel, QPSK, SIR=-4 dB)

圖6給出了本文所提出方法的比特差錯(cuò)性能曲線，仿真時(shí)設(shè)置信道類型為多徑信道,SIR=-4 dB，OFDM信號(hào)調(diào)制方式為QPSK。其中，標(biāo)有“○”的曲線是沒有進(jìn)行干擾抑制的BER曲線;標(biāo)有“□”的曲線為脈沖熄滅法的BER曲線;標(biāo)有“◇”的曲線代表經(jīng)過1次迭代處理后的硬判決ICI補(bǔ)償法的BER曲線;標(biāo)有“▽”的曲線代表經(jīng)過2次迭代處理后的硬判決ICI補(bǔ)償法的BER曲線;標(biāo)有“----◇----”的曲線代表經(jīng)過1次迭代處理后的軟符號(hào)重構(gòu)法的BER曲線;標(biāo)有“----▽----”的曲線代表經(jīng)過2次迭代處理后的軟符號(hào)重構(gòu)法的BER曲線;標(biāo)有“·”的曲線代表不存在DME干擾時(shí)的BER曲線。

圖6 比特差錯(cuò)性能曲線(多徑信道,QPSK,SIR=-4 dB)Fig.6 BER performance (multipath channel, QPSK, SIR=-4 dB)

圖7給出了本文所提出方法的比特差錯(cuò)性能曲線，仿真時(shí)設(shè)置信道類型為多徑信道,SIR=-4 dB，OFDM信號(hào)調(diào)制方式為8PSK。其中,標(biāo)有“○”的曲線是沒有進(jìn)行干擾抑制的BER曲線;標(biāo)有“□”的曲線為脈沖熄滅法的BER曲線;標(biāo)有“◇”的曲線代表經(jīng)過1次迭代處理后的硬判決ICI補(bǔ)償法的BER曲線;標(biāo)有“▽”的曲線代表經(jīng)過2次迭代處理后的硬判決ICI補(bǔ)償法的BER曲線;標(biāo)有“----◇----”的曲線代表經(jīng)過1次迭代處理后的軟符號(hào)重構(gòu)法的BER曲線;標(biāo)有“----▽----”的曲線代表經(jīng)過2次迭代處理后的軟符號(hào)重構(gòu)法的BER曲線;標(biāo)有“·”的曲線為不存在DME干擾時(shí)的BER曲線。

圖7 比特差錯(cuò)性能曲線(多徑信道,8PSK,SIR=-4 dB)Fig.7 BER performance (multipath channel, 8PSK, SIR=-4 dB)

綜合圖5、圖6和圖7的仿真結(jié)果可知:本文提出的接收機(jī)工作在AWGN信道或多徑信道情況下,當(dāng)信號(hào)調(diào)制方式為QPSK或8PSK時(shí),采用軟符號(hào)重構(gòu)迭代ICI干擾補(bǔ)償方法的BER明顯低于硬判決迭代ICI干擾補(bǔ)償方法的BER。即,相對于硬判決法,軟符號(hào)重構(gòu)法可顯著改善鏈路傳輸可靠性。另外,軟符號(hào)重構(gòu)法收斂速度快,僅需要一次迭代補(bǔ)償就可獲得滿意的效果。

3 結(jié) 論

為了抑制脈沖熄滅法產(chǎn)生的ICI干擾,提高OFDM接收機(jī)的鏈路可靠性,提出了基于軟符號(hào)重構(gòu)的迭代ICI擾補(bǔ)償方法。軟符號(hào)重構(gòu)迭代ICI干擾補(bǔ)償方法。首先，利用譯碼器輸出的碼字比特軟信息計(jì)算發(fā)送符號(hào)的軟估計(jì)值；然后,利用信道衰落系數(shù)和發(fā)送符號(hào)軟估計(jì)值計(jì)算得到OFDM發(fā)送信號(hào)波形；最后,根據(jù)被熄滅樣值的位置信息補(bǔ)償被熄滅的樣值,從而消除脈沖熄滅導(dǎo)致的ICI干擾。隨著迭代次數(shù)的增加,譯碼器輸出碼字比特軟信息的精度提高,發(fā)送符號(hào)的軟估計(jì)值越接近發(fā)送符號(hào)的真值,最后計(jì)算得到的發(fā)送OFDM信號(hào)的波形越精確,ICI干擾補(bǔ)償后殘留干擾越小,系統(tǒng)鏈路傳輸可靠性進(jìn)一步提高。

軟符號(hào)重構(gòu)法優(yōu)于硬判決迭代ICI干擾補(bǔ)償方法,并且軟符號(hào)重構(gòu)迭代ICI干擾抑制方法收斂速度快,僅需1次迭代就可有效消除ICI干擾,獲得滿意的鏈路差錯(cuò)性能。

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