5MW中壓直驅風電變流器控制系統設計

鄧孝祥 戴超凡

摘?要：針對5MW永磁直驅風力發電機的特點，詳細研究了二極管中點鉗位式（neutral point clamped，NPC）三電平中壓全功率變流器的控制系統、主回路設計、定子磁鏈估算與不連續脈沖調制discontinuous pulse-width modulation，DPWM）。網側變流器采用電網電壓定向和空間電壓脈沖寬度調制（space voltage pulse width modulation，SVPWM）策略，機側變流器采用轉子磁場定向和DPWM策略，并基于低通濾波器補償的方法進行定子磁鏈的幅值及角度的估算。熱仿真軟件結果表明：網側開關頻率為1.55kHz時，IGBT結溫與溫升滿足器件設計規范;25kW 樣機實驗結果表明，采用該文所提調制策略和定子磁鏈估算方法，并網電流諧波含量能夠滿足國標要求，轉子位置估計誤差小，具有較好的穩態性能和轉矩動態響應性能，能夠很好滿足系統控制要求。

關鍵詞：中壓三電平變流器;矢量控制;斷續脈寬調制

DOI：10.15938/j.jhust.2018.06.013

中圖分類號： TM614

文獻標志碼： A

文章編號： 1007-2683（2018）06-0070-07

Abstract：The diode three-level neutral-point-clamped3L-NPC） converter with full power is a promising multilevel topology in the application of wind power generation system. In view of the 5MW direct-drive wind power generator with permanent magnet?this paper investigated the control system?main loop parameters?stator flux estimation and discontinuous pulse-width modulationDPWM） of the full-power 3L-NPC converter. The grid-side converter emploied the grid voltage oriented control and space voltage pulse width modulationSVPWM） strategy?while the rotor field orientated vector control and DPWM strategy were adopted in the rotor-side converter. In addition?low-pass-filter-compensation-integratorLPFCI） based rotor flux position estimation control method is proposed. The result of thermal simulation indicates that when the switching frequency of the grid-side converter is 1.55kHz?the junction temperature and temperature rise of IGBT conform with design regulation. Furthermore?the 25kw experimental prototype illustrates that based on the technique and stator flux estimation as mentioned in the paper?the harmonics content is quanlified with international standards，and the system has small rotor position estimation error?excellent steady-state performance and torque dynamic response meeting with systematic control requirements.

Keywords：medium voltage three level converter; vector control; discontinuous pulse-width modulation

0?引?言

與陸上風力發電相比，海上的風資源更好，離岸10km的海上風速是沿岸陸上風速的1.25倍，且風機布置在海上，風機布局可以更加靈活，因此海上風電與大功率風電變流器是風電的發展趨勢[1]。目前國內外均已經開始5MW以及以上功率等級海上風電變流器研究;其中ABB公司已經在國內外小批量使用，采用二極管中點鉗位式（NPC）三電平拓撲與中壓系統（3000VAC）;國內一些廠家如陽光電源和國電南瑞等企業也進行了試驗樣機的研制與樣機的地面對托試驗。由于國外機型成本較高，因此5MW海上風電變流器具備很大的進口替代優勢。綜合國內外廠家的變流器設計參數，均采用了中壓型NPC三電平拓撲[2-3]，設計難點為中性點電壓平衡控制、內管電壓不鉗位抑制、諧波與熱損耗平衡等問題。本文設計的5MW直驅型海上風電變流器，采用3000VAC中壓方案[4-5]，直流母線電壓5200V;采用了中壓型NPC三電平拓撲結構;機側PWM整流器采用SVPWM控制，網側PWM整流器采用DPWM;并采用動態平衡電阻解決內管電壓不鉗位問題。

1?三電平中壓風電變流器總體方案設計

1.1?系統總體方案

系統設計方案采用“永磁同步發電機+NPC三電平雙PWM變流器”方案。5MW變流器通過兩個2.5MW變流器并聯形成，每個變流器的網側和機側變流器均由三相NPC三電平PWM變流器構成，機側變流器根據風機主控要求控制電機轉速（轉矩），從而實現風能的最大功率跟蹤;網側變流器穩定直流母線電壓、控制電網功率因數和并網電能質量。機側變流器與電機之間連接du/dt濾波器，對于差模du/dt，采用LCR波器來抑制，針對電機的共模du/dt，采用在輸出側接共模抑制磁環的方式抑制。網側變流器通過LCL濾波器來抑制網側并網電流諧波。機側變流器和網側變流器通過中間直流電容進行過渡，網側變流器經過斷路器之后，并入3kV電網。系統拓撲結構圖如圖1所示。

1.2?控制系統方案設計

兩個2.5MW的變流器具有完全相同的結構和性能，各自獨立控制并通過CAN總線實現控制層面的協調。變流器各個環節的信息采集、電壓電流調節、事件記錄和通信等功能，由以數字信號處理器（digital signal processing?DSP）TMS320F28377D和現場可編程門陣列（field programmable gate array，FPGA） XC6SLX25為控制核心的控制系統實現[6]。

DSP主要實現工作時序控制、指令給定、運行控制、鎖相環算法、網側矢量控制算法、機側轉子磁場定向控制算法、定子磁鏈估算算法、PWM驅動信號的調制算法、故障判斷與處理、通訊等功能。DSP的CPU1負責與FPGA通訊實時數據交互、通訊、工作時序和機側變流器控制，并將采樣數據和故障信息與CPU2交互[7];CPU2負責網側并網控制算法，兩個CPU核之間通過IPC總線交互數據。FPGA主要實現數字AD采樣控制，I/O口邏輯處理、故障輸入信號處理、脈沖信號封鎖邏輯、復位邏輯等。DSP與FPGA通過FPGA自建的雙口RAM實現采樣數據和故障數據交互，系統結構如圖2所示。

2?NPC三電平內管電壓鉗位設計與計算

中點鉗位型三電平（NPC）拓撲，其鉗位二極管只能保證外管（T1、T4）被可靠鉗位，而內管（T2、T3）并沒有被直接鉗位。以單相橋臂進行分析，如圖3所示，無平衡電阻Rs，開關狀態（T1＼＼T2＼＼T3＼＼T4）從0110切換到0010時，內管T2關斷，負載電流將由T2換流至D3、D4，由于T2的E極無鉗位，T1和T2上總電壓為Udc;T1和T2 VCE初始值為0.5Udc，但T2的電壓會逐漸升高，T1的電壓會逐漸降低，T1和T2不能均分母線電壓，同理T3與T4亦不能均分直流母線電壓Udc;因此T2和T3管存在承擔Udc的風險。加入平衡電阻Rs后，使T1回路的漏電流比T2回路的漏電流大，會使D5導通，此時T1的E極被鉗位到中心點O，T1管和T2管均分Udc。因此Rs平衡電阻的加入使T2、T3關斷時VCE電壓鉗位在0.5Udc。

Rs的值越小，流過鉗位二極管（D5/D6）的電流越大，T2、T3管鉗位效果越好。綜合考慮功耗和鉗位效果將電流限制為0.005A，則：

Rs=Udc2IRs=500kΩ（1）

電阻功率計算：PRs=U2dcRs=54W，選取2支RX24型鋁殼電阻（1M/200W）并聯使用。

3?網側PWM整流器控制

3.1?網側變流器控制算法

網側變流器的控制目標是：保持輸出直流電壓恒定且有良好的動態響應能力;確保交流側輸入電流正弦，功率因數為1[8]。將三相靜止坐標下的變流器模型轉換到兩相旋轉坐標系下，并交流側三相電流變換到dq坐標系下的電流分量Id，Iq進行解耦控制得：

在雙閉環結構中，為保持中間電壓恒定，電壓外環的輸出即為d軸電流的給定;無功電流的給定為零，電流內環中，將實測電流的q軸分量和指令值做比較，誤差經過PI調節器作為q軸電壓的指令值。將d、q軸電壓指令值變換到兩相靜止坐標系下，得到PWM的調制信號。網側變流器控制模型如圖4所示。

3.2?網側變流器PWM調制方式

斷續脈寬調制策略（DPWM）是SVPWM調制方式的一種改進，在相同開關頻率下，可以降低功率器件的開關損耗。在一個 PWM 開關周期內同時采用 T0 和 T7，對應著連續空間矢量 PWM 方式（continuous space voltage pulse amplitude modulation CSVPWM）;如果在一個 PWM 開關周期內只采用 T0 或 T7?則對應不連續 PWM 方式（DSVPWM）。DPWM 方式根據T0在不同扇區的取值不同，可以得到不同的DSVPWM調制可分為[9-10]： DPWMMAX、DPWMMIN、DPWM0、DPWM1和DPWM2。DPWM1 開關狀態保持不變的區間剛好位于波峰和波谷處，如果此時變流器所帶負載的功率因數為1[11]?則負載電流的相位與逆變器相電壓基波相位一致，在負載電流最大的共120°范圍內開關狀態剛好保持不變，這樣可使開關損耗降低至最小[12]。DPWM1可將開關損耗降低為SVPWM的0.5倍。在相同的開關損耗下，網測變流器開關頻率可提高2倍，因此設置為1.55kHz。

機、網側變流器IGBT均選用英飛凌公司FZ1200R45KL3_B5，鉗位二極管選用英飛凌公司DD1200S45KL3_B5。網側變流器在開關頻率f=750Hz，輸出頻率50Hz，調制度M=0.94，中間直流電壓為5200V，電流為額定電流575.5A條件下，采用英飛凌IGBT熱模擬軟件Infineon IPOSIM[13]，仿真計算得到器件的平均功耗及溫升如表1（a）所示。仿真的結溫為110.6℃小于125℃（器件極限結溫），但在25kW樣機中實驗過程中采用750Hz開關頻率情況下，并網總諧波為11%，無法滿足IEEE 519—1992[14]的并網標準要求。

依照相同的計算方法，在調制算法采用DPWM1，開關頻率為1.55kHz和單位功率因數下，英飛凌功率器件平均功率及溫升如表1（b）所示。可以看出在調制算法采用DPWM1，開關頻率為1.55kHz條件下，計算出的結溫為112.1℃小于125℃（器件極限結溫）。

4?轉子側變流器的控制

4.1?機側變流器控制算法

機側PWM變流器采用基于轉子磁場定向的矢量控制，采用零d軸電流控制，即isd= 0，則電磁轉矩方程變為[15]：

4.2?基于低通濾波器補償的轉子磁鏈位置觀測

忽略定子電阻，可得采用零d軸電流控制的永磁同步電機處于發電工況時的矢量圖如圖6所示[16-17]，其中Is為定子電流矢量，Us為定子電壓矢量，ψf為轉子磁鏈矢量，ψs為定子磁鏈矢量，δ為功角。定子磁鏈與轉子磁鏈間的功角δ只與電流和電機參數有關，補償功角tanδ=Lqiqψf，即可得到轉子磁鏈位置θe=θs+δ。

基于擴展反電勢估算的無傳感器零d軸電流矢量控制重點在于轉子磁鏈位置的估算，通過反電勢：

采用帶飽和反饋環節積分法得到定子磁鏈ψα，ψβ，限幅值L=ψs=L2qi2q+ψ2f，得到定子磁鏈位置tanθs=ψβψα。

定子磁鏈可通過對反電勢信號的積分得到，但純積分器輸出信號會產生較大直流分量甚至引起積分器飽和，因此采用一個截止頻率較低的低通濾波器（等效為純積分器與一階高通濾波器組合）來代替純積分器，但低通濾波器的引入不可避免的帶來了幅值和相位誤差。因此采用基于低通濾波器補償的方法（LPFCI）進行定子磁鏈的幅值及角度的估算[18-19]，其輸入輸出關系如下式所示。其中：ωc為低通濾波器的截止頻率;ωe為永磁同步電機電角頻率;ωeest表示估算量;s為拉普拉斯算子。

低通濾波補償積分器可對低通濾波器引入的幅值和相角誤差進行補償，使其不存在飽和等問題，其原理框圖如圖7所示。低通濾波器與低通濾波補償積分器的低通濾波器合用一個，同時采用硬件低通濾波器實現，避免了濾波器數字化實現造成的性能影響[20]。

5?實驗驗證

為了對控制系統進行驗證，采用25kW直驅永磁風力發電實驗平臺對控制系統硬件和軟件進行驗證，實驗平臺額定參數如表2。

實驗條件：中間直流電壓600V，網側線電壓380V，轉速80r/min，機側開關頻率750Hz，網側開關頻率1.55kHz，調制方式SVPWM;轉矩給定為0～400N·m，400～800N·m。轉矩突變測試實驗波形如圖8、9所示。通道1：機側相電壓Uab，通道4：機側相電流Ia。在突加、突減轉矩給定指令（對應定子電流指令突加、突減）時，由定子電流Ia波形可見定子電流均能很好的跟蹤轉矩指令的變化。

網側開關頻率設計為1.55kHz，調制方式為DPWM1調制，機側開關頻率750Hz，調制方式為SVPWM。其實驗波形如圖10所示，通道1：網側A相電流，通道2：機側ab相線電壓，通道3：機側a相電流，通道4：網側ab相線電壓。對比網側a相PWM波和a相電流，網側IGBT不動作區域在a相電流最大處，與DPWM1的單位功率因數下運行相一致。

諧波含量如表3和4所示，其中網測變流器總諧波為3.63%，機測變流器為3.66%，均能夠滿足諧波要求。

6?結?論

針對5MW直驅風電變流器設計了三電平 NPC拓撲的中壓風電變流器，并在25kW永磁同步電機實驗平臺上對控制系統硬件設計、控制算法和拓撲結構等進行了驗證。提出了基于雙核DSP和FPGA的中壓風電變流器控制系統;基于均衡電阻的NPC拓撲內管電壓鉗位的解決方案;基于低通濾波器補償的轉子磁鏈位置觀測方法以實現了轉子磁鏈定向。熱仿真軟件結果表明：網側開關頻率為1.55kHz時，IGBT結溫與溫升滿足器件設計規范;25kW樣機實驗結果表明：采用該控制系統、調制策略和定子磁鏈估算方法，網測變流器總諧波為3.63%，機測變流器為3.66%，永磁同步電機轉子位置估計誤差小，并且具有較好的穩態性能和轉矩動態響應性能，能夠很好滿足直驅風力發電系統永磁同步電機控制要求。

參 考 文 獻：

[1]?吳家梁，李成峰.?海上風力發電技術[M].北京：化學工業版社，2010：24-30.

[2]?邊石雷，王勇，蔡旭.?中壓風電變流器的研究和實現[J].電源學報，2012（6）：14-18.

[3]?王志新，吳杰，徐烈，等.?大型海上風電場并網VSC-HVDC變流器關鍵技術[J]. 中國電機工程學報，2013，（19）：14-27.

[4]?姚駿，夏先鋒，陳西寅，等.?風電并網用全功率變流器諧波電流抑制研究[J]. 中國電機工程學報，2012（16）：17-25.

[5]?李爽，王志新，王國強，等.?三電平海上風電柔性直流輸電變流器的PID神經網絡滑模控制[J].中國電機工程學報，2012，（04）：20-29.

[6]?郭巍，肖遙，孫永佳.?基于DSP與FPGA的變流器通用控制平臺研究[J].電氣傳動，2014（2）：22-26.

[7]?郭巍，楊婷，王磊.?基于IGBT的微電網解并列控制系統研究[J].電氣應用，2016（11）：28-33.

[8]?劉其輝.?變速恒頻風力發電系統運行與控制研究[D].杭州：浙江大學，2005.

[9]?任康樂，張興，王付勝，等.?中壓三電平并網逆變器斷續脈寬調制策略及其輸出濾波器優化設計[J]. 中國電機工程學報，2015（17）：4494-4504.

[10]楊勇，阮毅，吳國祥，等.?基于DPWM1的無差拍解耦控制的三相并網逆變器[J]. 電工技術學報，2010（10）：101-107.

[11]陳根，王勇，蔡旭.?兆瓦級中壓風電變流器的新型串聯混合三電平NPC拓撲[J]. 中國電機工程學報，2013（9）：48-54.

[12]張興，謝韋偉，王付勝，等.?三電平斷續脈寬調制策略的研究[J]. 電力電子技術，2013（10）：4-6.

[13]Infineon Technologies AG.?Dimensioning program IPOSIM for loss and thermal calculation of Infineon IGBT modules [EB/OL].[2013-08-21].http：//www.infineon.com/cms/en/product/channel.html？channel=ff80808112ab681d0112ab69e66f0362

[14]IEEE 519—1992.電源系統的諧波控制的推薦實施規范和要求[S].

[15]ZHOU Keliang?WANG D.?Digital Repetitive Controlled Three-phase PWM Rectifier[J]. IEEE Transactions on Power Electronics?2003?18（1）： 309-316

[16]年珩，李嘉文，萬中奇.?基于參數在線辨識的永磁風力發電機無位置傳感器控制技術[J]. 中國電機工程學報，2012（12）：146-154.

[17]賀艷暉，王躍，吳金龍，等.?直驅式風力發電機無位置傳感器矢量控制[J]. 電機與控制學報，2010（3）：31-38+44.

[18]唐芬，金新民，姜久春，等.?兆瓦級直驅型永磁風力發電機無位置傳感器控制[J]. 電工技術學報，2011（4）：19-25.

[19]唐芬，金新民，周嘯，等.?基于低通濾波補償積分器的直驅型永磁風力發電機無位置傳感器控制[J].北京交通大學學報，2011（5）：94-100.

[20]師楠，朱顯輝.?風電并網的頻率控制問題[J]. 哈爾濱理工大學學報，2012（2）：84-88.

（編輯：溫澤宇）