LCC-S型磁耦合諧振式無線充電系統(tǒng)的輸出特性

韓 峰， 潘三博， 周 楊

(上海電機(jī)學(xué)院 電氣學(xué)院， 上海 201306)

近年來，應(yīng)國家綠色環(huán)保、節(jié)能減排的要求，電動汽車[1]作為一種環(huán)保、時(shí)尚的車型應(yīng)運(yùn)而生，且發(fā)展較為迅速。隨著電動汽車數(shù)量的逐年增多，人們越來越關(guān)注電動汽車的充電問題。傳統(tǒng)的有線充電方式，充電時(shí)間長，且經(jīng)常會帶來火花、積塵、接觸損耗及機(jī)械磨損等一系列問題。而磁耦合諧振式(Magnetically-Coupled Resonant，MCR)無線電能傳輸技術(shù)[2](Wireless Power Transmission，WPT)由于具有傳輸距離遠(yuǎn)、無方向性、不受非磁性障礙物影響、非接觸性等優(yōu)勢[3]被廣泛應(yīng)用到電動汽車充電領(lǐng)域。

MCR-WPT系統(tǒng)的核心部分是諧振耦合電路，其電路結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)對整個(gè)無線充電系統(tǒng)的傳輸效率而言至關(guān)重要。常用的諧振耦合電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有串聯(lián)-串聯(lián)(S-S)、串聯(lián)-并聯(lián)(S-P)、并聯(lián)-并聯(lián)(P-P)、并聯(lián)-串聯(lián)(P-S)4種[4-5]。近年來，對這4種諧振拓?fù)涞姆治鲆演^為完善、成熟，研究者開始嘗試一些新的拓?fù)浣M合，對一些復(fù)合型諧振拓?fù)溥M(jìn)行了分析研究。文獻(xiàn)[6]中分析了串、并聯(lián)諧振電路的MCR-WPT，從等效電路的角度研究系統(tǒng)傳輸效率及輸出功率，并通過仿真得出在只改變系統(tǒng)頻率的情況下，最佳效率工作頻率與最大功率工作頻率重合，且輸出功率對頻率的變化更為敏感的結(jié)論。文獻(xiàn)[7]中分析了CLC型補(bǔ)償拓?fù)涞碾娐诽匦约捌漭敵隹刂啤LC型電路適用于電流型電路，同時(shí)具有較高的諧振回路電壓，可在系統(tǒng)的諧振電感中產(chǎn)生更大的諧振電流，激發(fā)能量傳輸磁場。文獻(xiàn)[8]中分析了LCC型諧振電路系統(tǒng)中諧振頻率、傳輸距離及負(fù)載阻值對系統(tǒng)傳輸性能的影響，并通過仿真實(shí)驗(yàn)研究了LCC型系統(tǒng)的輸出特性。文獻(xiàn)[9]中分析了一種電路，通過在LCL電路原邊串聯(lián)一個(gè)電容來改變原邊等效電感的大小，但是，該方法為串聯(lián)諧振的電容、電感帶來了更高的電壓和電流應(yīng)力。

原邊LCC 型補(bǔ)償方式綜合了S-S 和 S-P 補(bǔ)償方式的優(yōu)點(diǎn)，具有增益交點(diǎn)處輸入阻抗角為零、增益交點(diǎn)值不隨變壓器耦合系數(shù)改變的特點(diǎn)。本文在發(fā)射端LCC型補(bǔ)償方式基礎(chǔ)上，分析了影響LCC-S復(fù)合型諧振電路的輸出功率及效率的幾個(gè)關(guān)鍵因素，仿真結(jié)果驗(yàn)證了理論計(jì)算的正確性，為改善系統(tǒng)的輸出性能提供理論支持。

1 MCR-WPT系統(tǒng)

MCR-WPT系統(tǒng)主要由發(fā)射端和接收端組成。發(fā)射端的核心器件是發(fā)射線圈L和調(diào)諧電容C；接收端的核心器件是接收線圈L和調(diào)諧電容C。傳統(tǒng)的諧振拓?fù)渲校鶕?jù)線圈與調(diào)諧電容的連接關(guān)系可將電路結(jié)構(gòu)分為串聯(lián)-串聯(lián)(S-S)、串聯(lián)-并聯(lián)(S-P)、并聯(lián)-并聯(lián)(P-P)、并聯(lián)-串聯(lián)(P-S)，如圖1所示。

(a)串聯(lián)-串聯(lián)(S-S)(b)串聯(lián)-并聯(lián)(S-P)

(c)并聯(lián)-串聯(lián)(P-S)(d)并聯(lián)-并聯(lián)(P-P)

圖14種常用的諧振電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

若發(fā)射端采用LC串聯(lián)諧振結(jié)構(gòu)，雖然能阻隔線圈中的直流分量，降低開關(guān)管的電壓應(yīng)力，但電容會承受較大的脈動電流；若發(fā)射端采用LC并聯(lián)諧振結(jié)構(gòu)，雖然電容的脈動電流較小，但并聯(lián)諧振不能阻隔直流。上述兩種諧振方式各有優(yōu)、缺點(diǎn)，LCC-S型磁耦合諧振網(wǎng)絡(luò)兼顧了串聯(lián)諧振與并聯(lián)諧振各自的優(yōu)點(diǎn)，在LC串聯(lián)的基礎(chǔ)上增添了并聯(lián)在電路上的補(bǔ)償電容及串聯(lián)在電路上的補(bǔ)償電感，能有效提高輸入電壓與電流的動態(tài)能力。本文將LCC-S型磁耦合諧振網(wǎng)絡(luò)用于無線充電系統(tǒng)。

1.1 LCC-S型無線充電系統(tǒng)

本文研究的MCR-WPT充電系統(tǒng)如圖2所示。

圖2LCC-S型電動汽車無線充電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

該系統(tǒng)包括發(fā)射端和接收端兩部分，其中，發(fā)射端由全橋整流電路、DC-DC變換器、高頻逆變電路、發(fā)射端控制單元及初級側(cè)諧振部分等組成；接收端由次級側(cè)諧振部分、高頻整流濾波電路、DC/DC變換器、接收端控制單元及電池負(fù)載等組成。發(fā)射端和接收端的控制單元均采用數(shù)字信號處理器(Digital Signal Processor, DSP)控制，DC/DC變換器主要為BUCK降壓電路，耦合諧振電路部分采用LCC-S型諧振電路(見圖中虛線部分)，整套系統(tǒng)主要用于電動汽車無線充電。

2 電路等效模型與分析

分析MCR系統(tǒng)的方法主要有耦合模理論法和電路理論法兩種[10]。耦合模理論[11](Coupled-mode Theory，CMT)是研究2個(gè)或多個(gè)電磁波模式間耦合一般規(guī)律的理論，又稱耦合波理論。該方法先將復(fù)雜的耦合系統(tǒng)分解為孤立的單元，然后，解出這些孤立單元的運(yùn)動方程組，從而直觀、準(zhǔn)確地用于描述MCR系統(tǒng)的能量轉(zhuǎn)換關(guān)系；該方法求解和理解難度大，過程較繁瑣[12]；電路理論法是通過建立系統(tǒng)的等效電路，依據(jù)基爾霍夫定律建立等效電路的方程，繼而求出系統(tǒng)輸出功率和傳輸效率的表達(dá)式，從而更加直觀地分析系統(tǒng)的性能，容易理解，且過程簡潔[13]。本文利用電路理論法分析LCC-S型MCR電路模型。

圖3所示為建立的LCC-S型MCR系統(tǒng)電路拓?fù)浜突ジ旭詈夏Ｐ汀?/p>

(a) 電路拓?fù)?/p>

(b) 互感耦合模型

由于ω=2πf，其中，f為諧振頻率。根據(jù)基爾霍夫電壓定律(KVL)[14]，由圖3(b)可得

(1)

(2)

令

|H|=

ARL+jB

(3)

式中：

則

(4)

設(shè)系統(tǒng)的輸入功率和輸出功率有效值分別為Pin和Po，則由式(4)可得

(5)

(6)

因此，LCC-S耦合模型的傳輸效率為

(7)

由式(6)和式(7)可見，系統(tǒng)的Po和η是關(guān)于較多影響因素的多元函數(shù)[15]，但實(shí)際上，一旦確定了若干因素，而只改變其中1或2個(gè)參數(shù)，便可影響系統(tǒng)的輸出性能。

3 仿真分析與驗(yàn)證

3.1 Matlab函數(shù)分析

由于Po和η的表達(dá)式較為復(fù)雜，且影響因素較多，直接求解這2個(gè)函數(shù)的最大值較為困難，為了直觀地分析Po和η隨其他因素的變化規(guī)律，可以固定幾個(gè)變量參數(shù)[16]，通過Matlab函數(shù)得到系統(tǒng)的Po，η隨各個(gè)因素變化的規(guī)律。設(shè)電感線圈之間耦合系數(shù)為K，由于

(8)

即K與M成正比關(guān)系，故M對Po和η的影響反映了K對Po和η的影響。

現(xiàn)對LCC-S型諧振系統(tǒng)的理論分析式在Matlab軟件中進(jìn)行仿真分析。為得到Po，η隨K及RL的變化規(guī)律，參照實(shí)際電動汽車相關(guān)電參數(shù)，設(shè)置如下系統(tǒng)參數(shù)：Uin=70 V，Lr=30 μH，Cr=265 nF，Lp=Ls=230 μH，Cp=Cs=43 nF，諧振頻率固定為50 kHz，得到LCC-S模型下，Po，η與K，RL的變化關(guān)系如圖4所示。

(a) Po、K、RL的關(guān)系

(b) η，K，RL的關(guān)系

由圖4(a)可見，當(dāng)RL較小時(shí)，Po隨K的增大而減小，為保證Po值足夠大，此時(shí)應(yīng)選擇較低的K；當(dāng)RL較大時(shí)，Po隨K的增大先增大后減小，此時(shí)應(yīng)選擇適中的K值；而當(dāng)K過大時(shí)，則Po隨著RL的增大而增大。需要注意的是，K也反映了2個(gè)線圈的磁耦合程度，當(dāng)K越大時(shí)，磁耦合程度越大。

由圖4(b)所見，系統(tǒng)最大效率值很可觀，這是由于計(jì)算過程中只計(jì)算了耦合諧振部分，而省略了輸入交流電源中內(nèi)阻及發(fā)射、接收兩端的線圈等效電阻值；當(dāng)K很大且RL較低時(shí)，系統(tǒng)的η較低；當(dāng)K較小，僅在較窄RL變化范圍內(nèi)，系統(tǒng)的η較高；當(dāng)K適中時(shí)，在很寬的RL變化范圍內(nèi)，系統(tǒng)的η都較高。因此，選擇較適合的K對提升系統(tǒng)的η有很大幫助；同時(shí)可見，系統(tǒng)的η對RL大小較為敏感。

3.2 PSIM仿真驗(yàn)證

本文利用PSIM軟件搭建了LCC-S型MCR-WPT電路仿真模型，如圖5所示。

圖5 LCC-S型MCR-WPT電路的PSIM仿真圖

仿真實(shí)驗(yàn)中，考慮到線路上的寄生電阻，在其他參數(shù)不變情況下，改變線圈之間的K或RL。前端整流后，直流電壓經(jīng)高頻逆變電路進(jìn)入諧振電路，其中，各元件上的參數(shù)與本文的理論計(jì)算相同。表1所示為當(dāng)K=0.5時(shí)，系統(tǒng)的Po和η隨RL變化的結(jié)果。

表1 不同負(fù)載阻值下的輸出功率及傳輸效率仿真值

由表可見，當(dāng)K=0.5時(shí)，Po隨著RL的增大先增大后緩慢減小，而η隨RL的增大而緩慢增大，與理論計(jì)算的變化情況相近。

表2所示為當(dāng)RL=10 Ω時(shí)，系統(tǒng)的Po和η隨K變化的結(jié)果。

表2 不同耦合系數(shù)下的輸出功率及傳輸效率仿真值

由表可見，當(dāng)RL=10 Ω時(shí)，系統(tǒng)的Po隨著K的增大先增大后減小，且變化趨勢較明顯；而η隨K的增大而下降，且變化明顯，因此，當(dāng)RL較小時(shí)，系統(tǒng)存在一個(gè)最佳耦合距離，這與理論計(jì)算的變化情況相近。

4 結(jié) 語

本文研究了LCC-S型MCR-WPT系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)模型，并建立了系統(tǒng)的電路拓?fù)浜突ジ旭詈夏Ｐ停没鶢柣舴螂妷憾桑o出了系統(tǒng)的輸出功率及效率的表達(dá)式，得知兩者是關(guān)于較多影響因素的多元函數(shù)。利用Matlab函數(shù)仿真出的三維圖形清晰地看出兩者與線圈間的耦合系數(shù)及負(fù)載阻值的變化關(guān)系。基于現(xiàn)有條件，利用用PSIM軟件得出的數(shù)據(jù)與理論計(jì)算的結(jié)論基本吻合。研究表明，系統(tǒng)效率值并不隨著線圈間的耦合系數(shù)增大而一直增大；而實(shí)際上，負(fù)載阻值過大或過小也會嚴(yán)重影響系統(tǒng)的輸出功率和傳輸效率。因此，對于LCC-S型電動汽車的無線充電系統(tǒng)而言，將線圈間耦合系數(shù)(或間隔距離)保持在適中范圍，負(fù)載阻值不能過大的情形下，系統(tǒng)的輸出功率和效率會保持在一個(gè)良好的范圍內(nèi)。該研究為今后在電動汽車無線充電方面的實(shí)際應(yīng)用提供了技術(shù)支持。

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