基于磁致伸縮機理的錨桿無損檢測系統設計

孫晨光，王明明,孫曉云

(石家莊鐵道大學電氣與電子工程學院，河北 石家莊 050043)

在錨桿的無損檢測中，磁致伸縮導波技術因其單端激勵、傳播距離遠、100%橫截面檢測、非接觸性等特點在長距離大范圍結構的無損檢測和健康監測中顯示出良好的應用前景[1-4]。作為電磁超聲檢測系統中核心部分——磁致伸縮換能器，由于其換能效率低，制約了電磁超聲的工程應用。接收端輸出電壓有時會低到微伏級,而且其對周圍環境靈敏度高，信號常常淹沒在其他噪聲之中，很難分辨。電磁超聲檢測頻率通常在30 k～150 kHz之間，而負載往往是由線圈構成，會帶有一定的感抗，使得電路嚴重不匹配。為了增大傳輸效率，必須進行阻抗匹配，即線圈和功率放大器之間負載滿足共軛關系[5]；而接收端電壓信號太微弱導致采集不到有效信息，所以在接收端和信號采集之間加上前置放大電路，可以有效提高信噪比。

武新軍等[6]設計了一種非接觸式磁致伸縮導波管道無損檢測系統，詳細闡述了系統的組成部分，實驗驗證了該系統不僅可以用于管道中，也可用于其他帶包覆層細長構件。劉素貞等[7]按照電抗元件網絡可準確實現調諧和變阻的特性，結合二進制的組合方式，設計出可以匹配多種頻率線圈的電抗網絡。該匹配網絡能在0.5～5 MHz寬頻率范圍內有效提高電源的輸出效率，提升電磁加載的信噪比及轉換效率，為電磁超聲的后續研究奠定基礎。劉素貞等[8]根據電磁干擾問題設計了消除電磁干擾的硬件電路，構建了具有高速、高共模抑制比、高輸入阻抗以及低噪等特點的復合儀表放大器。馬潔騰等[9]為了超聲導波技術能更好的應用于支護錨桿的檢測，采用理論分析和實驗室測試的方法對錨固和自由錨桿中的高頻縱向導波傳播規律進行了研究，從而得到了激發的最佳頻率和頻率與能量變化的關系。

因此，本文設計了一套基于磁致伸縮機理的錨桿無損檢測系統，如圖1所示。

圖1 系統框圖

該系統可有效地檢測到信噪比高的導波信號。高斯信號可有效的提高激勵線圈的效果；T型阻抗匹配模塊的設計既可以升阻又可以降阻，達到了全覆蓋；前置放大模塊可以放大信號，濾除噪聲，提高信噪比。通過仿真和實驗的研究，驗證了該系統的實用性和有效性。

1 電磁超聲激勵單元

電磁超聲激勵單元的主要功能是利用錨桿的磁致伸縮效應，由磁致伸縮傳感器在錨桿上激勵超聲導波[10]。該系統主要由信號發生器、功率放大器、阻抗匹配網絡、磁致伸縮激勵換能器等組成。

1.1 信號發生器

信號發生器使用泰克公司生產的AFG3052C任意波發生器。磁致伸縮超聲導波要求應用窄帶脈沖信號進行激勵，實驗中采用高斯脈沖信號，可以使得能量集中，減少導波模式數，降低信號檢測的難度。此外高斯信號的變化比較平穩，有利于功率放大器進行放大,進而提供脈沖大功率激勵信號。信號經過功率放大器后加載在激勵傳感器，就可以在錨桿中激發出磁致伸縮導波脈沖。

1.2 功率放大器

由信號發生器發出的高斯信號無驅動線圈激勵導波的能力，須要經過放大器的放大,才能加載到激勵傳感器上實現超聲導波的激勵。由于磁致伸縮導波檢測使用的頻率范圍一般為30 k～150 kHz，瞬間功率達到上千瓦，所以一般的功放無法滿足要求。本實驗使用AETechron 7224功率放大器，它提供了非常低的噪聲和快速擺率，并可以安全地驅動電感性負載。該放大器不同于一般的50 Ω輸出阻抗放大器，該放大器分為高電壓、中模式、高電流三個檔位；每個檔位對應不同的輸出阻抗。在使用該功率放大器前應對其進行阻抗匹配以保護功率放大器和得到最優放大效果。

1.3 阻抗匹配模塊

阻抗匹配模塊主要有τ型、反τ型、T型和π型四大類[11-12]。對于所需負載小于本身負載的電路，要選用升阻型(τ型)，其原理圖如圖2所示。而對于所需負載小于本身負載的電路，要選用降阻型(反τ型)阻抗匹配網絡，其原理圖如圖3所示。X1、X2、X3為阻抗匹配的電抗元件，Req為負載的電阻值，Xeq為負載的電抗值。若負載為感性負載，匹配元件即為電容。

不論是τ型電路還是反τ型電路，從阻值較大的一側思考(不論是負載阻抗還是輸出阻抗)，需要先并聯電納以降低該阻抗實部模值，再串聯電抗。即在不進一步改變實部大小的前提下，消除先前并聯的電納對虛部的影響，實現匹配。

圖2 τ型網絡

圖3 反τ型網絡

所使用的功率放大器有高電壓、中模式、高電流三個檔位，不同的檔位對應不同的輸出阻抗。當為高電壓模式時，功率放大器所需要匹配的電阻較大；當為高電流模式時，其所需要匹配的電阻較小；當為中模式時，其所需要匹配的電阻介于兩者之間。為了滿足使用要求，既能達到升阻效果又能達到降阻效果，本文設計一種T型阻抗匹配網絡，如圖4所示。當S1斷開、S2閉合時，其為升阻網絡電路；當S1閉合、S2斷開時，其為降阻網絡電路。

使用Smih圓圖法[13]來簡化計算，以升阻型網絡為例進行計算。特性阻抗為20 Ω，負載的電阻和電感分別為0.9 Ω、0.13 mH，頻率為40 kHz。畫圖軌跡如圖5所示。標記1為負載值，經過串聯電容到標記2，電容大小為139.6 nF，再并聯電容到標記3，并聯電容大小為913 nF，標記3即為特性阻抗20 Ω。

1.4 磁致伸縮換能器

對于錨桿的檢測要采用縱向導波模態[14]。縱向模態導波是以存在徑向和軸向位移分量為特征的軸對稱波，其條件是周向位移為零，且軸向和徑向位移與角度無關，此時橫截面上徑向位移的平均值為零，軸向位移的平均值不為零。為了在錨桿中激勵出縱向導波，這就要求交變磁場和偏置磁場的磁場方向均平行于錨桿的軸線方向,且均勻分布于錨桿周向。激勵換能器激勵線圈采用直徑為0.51 mm漆包線纏繞而成，偏置磁場使用釹鐵硼永磁鐵。

圖4 T型網絡

2 電磁超聲接收單元

導波接收單元的主要功能是利用鐵磁體的磁致

伸縮逆效應,由磁致伸縮傳感器接收錨桿中激勵超聲導波，該系統主要由磁致伸縮接收傳感器、前置放大模塊、信號采集等組成。磁致伸縮接收換能器結構同激勵端，線圈使用直徑0.21 mm的漆包線纏繞而成。

2.1 前置放大模塊

前置放大電路原理圖如圖6所示。

圖5 Smith圓圖軌跡

圖6 前置放大電路

功率放大器在放大信號時產生強烈的電磁干擾，因此在放大電路的輸入端，加入了限幅電路。該電路由兩個一對二極管 D1、D2 反向并聯組成。當檢測信號經過限幅電路時不會有明顯的衰減，而發射電路的高壓電磁干擾會被二極管直接短接，有效地保證了接收電路的安全性。

第一級放大使用三極管作為輸入器件，以集成運放作為第二級放大，輸出加以高通濾波，同時配以電阻和電容實現外圍補充，使得通頻帶內增益的性穩定和輸入阻抗都較高，而輸出阻抗較低；使用三極管結構替代一般的集成運放，使得電路結構簡單，成本低，穩定性方面與雙運放放大電路相當；采用濾波電阻R6和濾波電容C3等并聯接入第二級級聯的放大器的正向端與地之間，進一步除去干擾信號，使濾波效果更理想；電阻R5與C1串聯接電阻R1的連接關系，可提高級聯放大器的相位裕度、展寬頻帶，從而可實現寬帶寬的穩定放大增益。在集成運放芯片電源處加C11、C12起到去耦的作用。

為了能夠針對30 k～150 kHz范圍內的不同頻率信號產生滿足要求的移相角度，本文通過撥碼開關來選擇不同電容值的電容，以實現在不同頻率段內的相位偏移，再通過調節R10即可實現所需要的移相角度。然而，在這里電容的選擇顯得至關重要，因為它不僅影響著電路的移相角度，還影響著電路能否保持輸出信號幅值保持基本不變。其上一級電路相當于一個信號源，而信號源會有內阻，即上一級電路的輸出阻抗。R10和C8等串聯形成的阻抗即為移相電路的輸入阻抗，當不需要移相時R10=0，因此1/2πfC8不能太小。

2.2 信號采集

由于經過放大后的信號也是毫伏級的，還是很微弱，所以要使用靈敏度高的采集卡。本實驗所使用的是東華測試的DH5923N系列的采集系統。該采集卡靈敏度高，既可以采集加速度信號也可以采集電壓信號。而且其上位機軟件界面友好，自帶簡單濾波效果，方便快捷。

3 檢測系統仿真

3.1 阻抗匹配模塊仿真

圖7 阻抗匹配仿真電路

使用Multisim14進行仿真驗證。采用激勵為40 kHz交流信號，線圈的電阻和電感分別為0.9 Ω和0.13 mH。分別以升阻20 Ω和降阻0.3 Ω為例進行仿真，仿真如圖7所示。圖7中Leq和Req分別是激勵線圈的電阻和電感值，R1為其等效阻抗值，SC1為其阻抗匹配網絡電路。為了方便觀察，仿真中加入了探針，可以實時觀測其電壓和電流值。使用交流分析仿真，觀測升阻型和降阻型等效阻抗的變化值，其結果如表1和表2所示。表1為等效阻抗為20 Ω時的仿真結果，表2為等效阻抗為0.3 Ω時的仿真結果。

當R1為20 Ω時，作為升阻型阻抗匹配可以有功率傳輸效率最大處，其仿真結果如表3所示。有匹配時電流明顯增大，功率傳輸效率也由4.31%增大到43.02%。

表1 有、無阻抗匹配下的電阻和電抗值對比(20 Ω)

表2 有、無阻抗匹配下的電阻和電抗值(0.3 Ω)

表3 有、無阻抗匹配電流和功率的對比

3.2 前置放大模塊仿真

仿真選擇頻率為40 kHz，峰值為20 mV的信號源。放大電路采用的是BC856晶體管和AD9618集成芯片，可有效降低噪聲，放大微弱信號。仿真電路圖與原理圖一樣。圖8是頻率在40 kHz時改變增益選擇所得到放大倍數的仿真圖。圖9是頻率在40 kHz時改變增益選擇所得到相位角的仿真圖。圖10為不改變相位角時的波形圖。圖11為改變相位角時的波形圖。

圖8(a)放大倍數：G=1 542/19.676≈78.37；圖8(b)放大倍數：G=1 393/19.933≈69.88；圖8(c)放大倍數：G=2 155/19.749≈109.12。

仿真結果可以得出：前置放大電路對信號實現的正向放大，相頻特性較好；能夠實現毫伏信號的放大，放大性能穩定。由計算結果可知在40 kHz時候，放大倍數分別約為78倍、70倍、109倍，且信號也基本上沒有失真現象，滿足設計要求。

在實際應用中，往往因器件老化或電路中電容或者電感等不準確等因素的影響，造成相位偏移。為此，本文在放大電路后增加了等幅移相調節模塊，調整滑動變阻器，使相位值達到最大，結果見圖9。

由圖9(a)可以得出，在40 kHz輸入信號的情況下，S2開關4關閉5、6打開，調節光標到x=40 kHz,可以得到移相角度為0.047°，即該通道不改變相位；同理可得其他兩種情況，S2開關5關閉4、6打開、S2開關6關閉4、5，相位角為-94.948°和-178.268°。通過改變滑動變阻器使得相位在0.047～-94.948°和0.046～-178.268°之間改變，從而避免使得相位偏移所導致的計算誤差。

圖10和圖11可以看出通過調節電位器阻值使相位發生了改變，但幅值幾乎不變，且不失真。所以一個幅值不變，相位可變的前置放大電路設計滿足要求。

圖8 改變增益選擇所得到放大倍數

圖9 改變增益選擇開關所得到相位角

圖10 不改變相位角

圖11 改變相位角

4 檢測系統實驗

檢測系統主要由信號發生器、功率放大器、阻抗匹配電路、前置放大電路、磁致伸縮換能器、采集卡和3 m長的裸錨桿構成。激勵換能器距離右端面60 cm，接收換能器距離右端面125 cm；在距離左端面60 cm處做了一個深度為5 mm的裂縫缺陷，即與接收端相距115 cm。使用信號發生器發射一個頻率為40 kHz脈沖信號，通過功率放大器放大信號，經阻抗匹配后激勵磁致伸縮傳感器，使裸錨桿中產生特定頻率的超聲導波。超聲導波經過接收端將震動信號轉換為電壓信號傳給前置放大電路，由儀器內部的采集模塊對數據進行接收和模數轉換，并在計算機內部編寫的示波軟件中進行數據的顯示、分析與存儲。圖12為采集到的信號。

實驗結果表明：阻抗匹配網絡的加入使激勵系統的換能效率得到了大幅度提高，信號明顯，易于觀察，為接下來的信號處理提供了幫助，也對功率放大器起到了一定的保護作用；而前置放大電路的加入則對信號進行了初步處理，使有用信號得以放大，回波信號峰值大約達到了50 mV，濾除掉噪聲，使得波形更加直觀。

由圖12及上位機軟件可看出,第一次通過信號對應時間約33.10295 s，缺陷信號峰值與第一次通過信號相差0.00047 s。由于采樣頻率為100 kHz,每兩個點時間間隔為0.00001 s，讀數誤差在允許范圍內。超聲導波在被檢測頻率段的錨桿中的傳播速度為4 900～5 100 m/s[15],選擇5 000 m/s進計算，在誤差允許范圍內。則接收端與缺陷之間的距離為5 000×0.00047/2=117.5 cm，與實際缺陷位置僅相差2.5 cm；第一次左端面回波信號時間為33.1037 s，與第二次左端面回波信號時間差為0.00122 s，相差的是兩個錨桿長，錨桿長為0.00122×5 000/2=305 cm，與實際長度相差5 cm。其結果見表4。

圖12 采集信號

表4 測試結果及誤差分析

實際距離/cm測試距離/cm誤差缺陷位置120(距接收端)117．5(距接收端)2．5cm錨桿長度3003051．67%

從表4可以看出，缺陷位置只差2.5 cm，而且錨桿的長度誤差僅為1.67%。誤差在允許范圍內，可以說該系統設計是合理的。

5 結 論

本文設計了一種基于磁致伸縮機理錨桿無損檢測系統，作為系統中最重要的兩個部分：阻抗匹配模塊和前置放大模塊，通過電路的測試與仿真，表明測試結果與設計指標一致。而在錨桿無損檢測系統中的應用，可以較為準確的測量出錨桿的長度及缺陷位置，為錨桿的安全使用奠定了基礎，同時也表明了電路性能良好,但是該電路輸出信號還存在一定的不足,噪聲信號還是比較大。后續任務是對濾波電路再進行處理,進一步提高信噪比，能更好的滿足檢測要求。

1) 高斯信號變化平穩，有利于功率放大器進行放大提供脈沖大功率激勵信號。

2) Smith圓圖法對于阻抗匹配網絡的設計，達到了簡化計算的目的；而且T型阻抗匹配網絡的設計既可以升阻也可以降阻，達到了全覆蓋。

3) 通過仿真和實驗驗證：增加阻抗匹配電路可以使得傳輸效率接近50%，電流增大，信號幅值提高；前置放大電路可以放大有用信號，濾除噪聲，提高了信噪比。

4) 通過觀察波形，考慮到速度、讀數等誤差的分析，計算出缺陷位置僅差2.5 cm，錨桿長度誤差為1.67%，檢測系統設計合理。

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