電動汽車驅動充電一體化控制策略研究

高　峰， 談　韻， 陶遠鵬，許竹發， 李曉飛， 鄭昕昕

(1. 國網合肥供電公司, 安徽 合肥 230009；2. 合肥工業大學，安徽 合肥 230009)

0　引言

隨著能源危機和環境污染的加劇，由節能環保電動汽車替代傳統燃油汽車是未來社會和經濟發展的必然趨勢[1]。然而，電動汽車采用車載動力電池作為能量來源，意味著傳統汽車的燃油發動機系統將被電驅動系統所替代，且需要通過充電機給動力電池進行充電[2-6]。實際上，電動汽車電機驅動器和充電機主電路可以采用同一種拓撲和控制策略實現[7]，但目前的驅動器和充電機仍是相互獨立的2個部分，這就導致兩者占用了較大的車內空間，且增加了車輛的重量。

目前關于電動汽車驅動充電一體化的研究主要集中在主功率拓撲的改進方面，從理論上說，只要能夠實現能量雙向流動的交直流變換(AC/DC)變流器都可以作為驅動充電一體化的主功率拓撲[8]。常見的拓撲包括三相橋式拓撲、橋式組合拓撲和改變電機結構的混合拓撲等[9-12]。

雖然針對電動汽車驅動器和充電機的一體化技術已有較多的研究，但其仍存在一定的問題。對于改變電機結構的混合拓撲，雖然能夠巧妙利用電機繞組減小濾波器體積，但需要對電機進行專門設計，通用性較弱。對于三相橋式拓撲和橋式組合拓撲，針對變流器作為電機驅動器和充電機的工作模式，目前大多仍采用2套獨立的控制策略，雖然主功率電路的復用能夠減小系統體積和重量，但對應的控制系統仍然較為復雜[13]。

針對上述問題，采用橋式拓撲作為變流器主功率電路，不需要改變電機本身的結構，可擴展性強，既可以工作在逆變狀態，也可以工作在整流狀態[14-16]，分別對應了變流器作為電機驅動器和充電機的工作模式，能夠節省體積和成本[17]。在此基礎上，采用矢量控制策略，該方法能夠實現對交流信號的無靜差跟蹤，控制精度高[18-20]，探討2種工作模式下矢量控制策略下的統一性，從而簡化控制系統。

文中采用三相橋式拓撲實現驅動和充電時能量的雙向流動，介紹了復用型主功率拓撲的工作原理，將統一矢量控制應用于電動汽車驅動充電一體化控制，提出工作狀態的切換邏輯。最后通過搭建基于MATLAB/Simulink的驅動充電一體化系統仿真模型對理論分析進行驗證。

1　復用型主功率電路工作原理

圖1給出了復用型AC/DC變流器拓撲，為三相橋式結構，通過開關繼電器控制驅動和充電2種模式的切換。當變流器作為電機驅動器工作時，其工作在逆變狀態，交流側與電機相連；當作為充電機工作時，其工作在整流狀態，交流側與濾波器和電網相連。無論是作為電機驅動器還是充電機進行工作，變流器直流側始終與車載動力電池相連接。由于復用拓撲中增加了濾波器，因此采用該拓撲時，應考慮將濾波器安裝在車外的交流充電樁內，避免占用車輛空間，增加重量。

圖1　復用型AC/DC變流器拓撲Fig. 1　Topology of the multiplexed AC/DC converter

圖2給出了永磁同步電機(permanent magnet synchronous motor，PMSM)的等效電路。Ru，Rv和Rw為定子相電阻;Lu，Lv和Lw為繞組電感;eu，ev和ew為三相電勢。變流器能夠實現能量的雙向流動，說明了三相橋式拓撲應用于電動汽車驅動一體化系統的可行性。對比圖1中的電網端電路，ea，eb和ec為電網電壓，當采用電感濾波器時，每相濾波器均可看作電感和等效線路阻抗的串聯，變流器交流側所接的PMSM或電網具有類似的結構，都可以看作電阻、電感和交流電源的串聯，兩者的區別在于電阻和電感值不同，交流電源的幅值和頻率不同。

圖2　PMSM等效電路Fig. 2　Equivalent circuit of PMSM

2　統一矢量控制策略

2.1　變流器模型的建立

根據基爾霍夫電壓方程，可得到變流器電壓電流關系為：

(1)

式中：uNO為直流側負端與交流側中點的電壓差值；x為對應的相，當變流器作為電機驅動器工作時，x=u，v，w，當變流器作為充電機工作時，x=a，b，c；Sx為對應橋臂功率管的開關函數，當上橋臂功率管導通且下橋臂功率管關斷時候，其值為1，當上橋臂功率管關斷且下橋臂功率管導通時，其值為0。根據式(1)可得到變流器在dq坐標系下的數學模型為：

(2)

式中：y表示變流器的工作模式，當y=0時，變流器作為電機驅動器工作；當y=1時，變流器作為充電機工作。當變流器交流側與電網連接時，ed1和eq1由電網本身狀態所決定，與id1和iq1無關，而當變流器交流側與PMSM連接時，ed0和eq0受到id0和iq0的影響，兩者的對應關系為：

(3)

2.2　矢量控制策略及參數設計

圖3給出了矢量控制策略流程，根據圖2，變流器交流側可以統一為電阻、電感和交流電源串聯的形式，可以看出，2種工作模式下可以采用完全相同的控制流程。圖中3(a)中PLL為鎖相環，其輸出的交流相位角參與坐標變換，對于電機驅動器，交流相位角由電機位置傳感器得到，對于充電機，交流相位角由電網電壓傳感器得到。根據上文的分析可以得出結論，變流器2種工作模式下的電路結構和控制策略均相同，但在參數上存在以下區別：

(1) 2種模式下的電阻、電感和交流電源串聯結構中，電阻和電感值不同，交流電源的幅值和頻率不同；

(2) 參與坐標變換的相位角生成方式不同，需要采用不同的傳感器。

圖3　矢量控制策略流程Fig. 3　Diagram of vector control

對控制參數進行設計，需要建立電流環閉環傳遞函數，對于第一點區別，參數的差異僅會影響2種模式控制策略的傳函系數，不會影響傳遞函數的結構；而對于第2種差異，由于傳遞函數在dq坐標系下獲得，相位角生成方式對傳遞函數沒有影響。由此可得到2種模式下控制策略的電流環結構框圖，如圖4所示。

圖4　電流環結構框圖Fig. 4　Structure diagram of the current loop

圖中GPIy(s)為電流環誤差調節器的傳遞函數，即：

(4)

式中：Kpy和Kiy分別為電流環誤差調節器的比例和積分系數；KPWM為PWM調制環節傳遞系數，當電流反饋采樣系數為1時，KPWM=1。GPCS(s)為變流器的傳遞函數，相當于一個比例延時環節，其表達式為：

(5)

式中：Ts為采樣周期。當采用同一套控制系統時，2種模式下的GPCS(s)和KPWM相同。由此可以得到電流環閉環傳遞函數表達式為：

(6)

化簡得：

(7)

可以看出，式中三階系數遠小于二階系數，因此系統能夠近似看作二階系統，可以按照典型二階系統進行電流環誤差調節器的參數設計。

對比2種工作模式下的電路參數，電機繞組電感和定子等效電阻均大于充電機濾波電感和等效電阻，即L1

為分析驅動與充電時電流的控制效果和動態響應特性，在相同的開關頻率和控制參數下，忽略等效電阻的影響，做出不同電感值對應的電流環響應曲線(Ki/Kp=1000)，如圖5所示。可以看出，若共用一套控制參數，電機驅動工作模式下系統響應時間和超調量較大。

圖5　電流環響應曲線Fig. 5　Response curve of the current loop

3　仿真驗證

根據上述分析，搭建了基于MATLAB/Simulink的驅動充電一體化系統仿真模型，當采用同一套控制參數時，PMSM和充電機的三相啟動電流波形如圖6所示，此時Kp=2，Ki=2000。可以看出，電機驅動工作模式下系統響應時間相對充電模式下較大，而充電模式在啟動時會有較大的沖擊，是變流器固有特性導致的。

圖6　三相啟動電流波形Fig. 6　Three-phase starting current waveform

根據二階系統設計方法重新設計參數，相關數據如表1所示。

表1　一體化系統相關參數Tab. 1　Parameters of the integration system

圖7　dq軸電流的變化情況Fig.7　Current change of the dq coordinate

圖7(b)所示為電流基準idy和iqy的變化，電流反饋能夠跟隨電流基準，在所設計的參數下，電動汽車驅動充電一體化控制策略能夠有效實現充電和驅動的切換和控制。

圖8為電網側電壓和電流波形，在0.03 s時，變流器由電模式切換為電驅動模式，因此，在0.03 s之前，電網電流與電壓同頻反相，變流器工作在整流模式，在0.03 s之后，電網與一體化充電機斷開。

圖8　電網側電壓和電流波形Fig.8　Voltage and current of the grid side

圖9給出了穩定后電機三相電流波形，為三相正弦波，能夠實現電機穩定運行。

圖9　PMSM三相電流波形Fig.9　Three-phase current of the PMSM

4　結論

文中以實現電動汽車驅動充電一體化為目標，研究了驅動和充電2種工作模式下共用變流器工作原理，并給出了統一的一體化控制策略，討論了2種工作模式下控制系統參數設計的異同點，并推導出了統一的系統閉環傳遞函數，從而進行控制系統參數設計，在此基礎上通過仿真驗證了理論分析，所得到結論如下：

(1) 電動汽車驅動充電一體化能夠通過共用變流器和控制系統實現，減少了電動汽車體積和重量；

(2) 由于充電和驅動2種工作模式下電路等效參數不同，因此2種工作模式下電流誤差調節器的設計應采用不同的參數；

(3) 應用驅動充電一體化控制策略的系統能夠實現工作模式的靈活切換，應能夠實現系統穩定可靠運行；

(4) 為避免增加車輛體積重量，復用拓撲中的濾波器應安裝在地面交流充電樁內，后續研究將進一步優化電路結構，并考慮用電機繞組電感進行濾波。

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