含變阻結構的線性光耦隔離MOSFET/IGBT高速驅動

劉俊靈，付　星，孫浩巍，王天一

(成都信息工程大學 控制工程學院，四川 成都 610225)

0　引　言

一般的對于電力電子器件而言，都需要具備滿足一定條件的驅動電路來連接微處理器與電力電子器件。驅動電路的好壞直接影響整個系統的性能。這就要求驅動電路具有較快響應速度、較強的驅動能力,并且功耗不能太高。隨著功率密度增加,開關管的開關頻率提高,對驅動電路的響應速度和驅動能力的要求也隨之提高[1]。由于電路拓撲結構的需要(如全橋電路)和提高電路抗干擾能力的要求,在功率主回路和控制電路之間需要實現電隔離。隔離環節的性能直接影響功率器件的工作和整個電路系統的抗干擾能力[2]。

在隔離驅動電路中采用光耦隔離是目前較領先的技術方式。目前MOSFET/IGBT光耦隔離驅動電路主要有集成驅動與采用分離元件兩種方式。集成的光耦驅動電路目前工作頻率能到100 kHz左右，如果驅動信號頻率再進一步提高，則輸出波形發生畸變，使電力電子系統不能正常工作。而采用分離元件構成的光耦隔離驅動電路，其關鍵元件光耦合器如果采用開關型光耦，高頻的開關型光耦的工作頻率可以達到幾MHz，能滿足頻率要求，但是工作電壓一般為5 V，因此電平不兼容，不能驅動12 V及以上的MOSFET/IGBT電力電子器件。如果采用能工作在12 V及以上的線性光耦，其工作頻率一般在幾十kHz，滿足不了高頻率的要求。采用光耦隔離可以很好地實現高頻信號隔離，具有較低的輸入輸出電容，隔離效果好，可以有效的消除電路中產生的EMI，沒有輻射也不易受周圍電磁場的干擾[3]。但是光耦的開關速度較慢,對驅動脈沖的前后沿產生較大延時,影響系統的控制精度[4]。所以問題的核心在于滿足驅動電平要求的條件下，提高隔離光耦的工作頻率。

為了改善目前電力電子器件高速工作與光耦隔離驅動速度不高兩者之間的矛盾，本文在采用分離元件的前提下，對如何提高核心器件線性光耦隔離器的工作頻率的問題做了研究。

1　光耦隔離的常用電路

一般驅動信號隔離所使用的四腳線性光耦，其常見的電路使用方法如圖1所示，其中R1、R2為限流電阻，R3為光耦集電極電阻，Uo為光耦輸出信號。

圖1　線性四腳光耦常用隔離電路

根據圖1所示電路，光耦集電極電阻的不同值，以SFH610A-2四腳線性光耦為例，在實驗室條件下當驅動信號的頻率為43.2 kHz時，測得Uo的輸出數據如表1所示。

表1　光耦在集電極電阻值不同情況下的輸出參數

由表1中數據可知，當光耦集電極電阻值小于2 kΩ時，此時光耦不能完全開通；當光耦集電極電阻大于6 kΩ時，此時光耦不能完全關斷。所以在以上兩個電阻區間，光耦的輸出信號不利于作為工程使用的參數。本文主要分析在2～6 kΩ之間的阻值光耦的輸出特性。

當光耦集電極電阻阻值在2～6 kΩ之間時，由表中數據可得到光耦的輸出信號在單位電壓變化所需要的時間，分別如圖2和如圖3所示。

圖2　單位電壓上升所需時間

圖3　單位電壓下降所需時間

由于光耦的電流傳輸比的限制，導致其集電極的輸出信號電壓的幅值，受到集電極電阻的影響較大。當集電極電阻過小，就會導致輸出電壓的幅值擺幅過小，并且會導致集電極輸出電壓下降沿變緩，從而不能產生有效的MOSFET/IGBT門極控制信號。但是當集電極電阻值越大，由于光耦自身分布電容的存在，集電極輸出電壓上升沿變緩，光耦的頻率特性就越差，傳輸時延也就越長。

所以一般在低頻下使用光耦隔離，集電極電阻可以找到一個合適的阻值，能同時兼顧輸出電壓幅值與傳輸頻率，但是在高頻下，一個固定的電阻值無法保證輸出電壓的波形質量。

2　對線性光耦的輸出特性分析與輸出電路改進

針對由四腳線性光耦構成的集電極電阻為固定值的傳統隔離驅動電路不能用于高頻驅動的情況，結合前文實驗室條件下測得的光耦上升/下降沿與其集電極電阻阻值的關系，需要設計一種集電極電阻阻值在光耦開關過程中變化的變阻值電路。

當線性光耦工作在開關方式時，從線性光耦集電極和射極間電壓上升(圖2)和下降特性(圖3)看，線性光耦的集電極和射極相當于一個受控可變電阻和一個等效電容的并聯，線性光耦的集電極和射極間的輸出電壓相當于等效電容上的電壓。受控可變電阻的阻值受線性光耦中發光二極管控制，當發光二極管通過電流時，受控可變電阻阻值變小；當發光二極管沒有電流時，受控可變電阻阻值變大。如果保持線性光耦的集電極或射極上串聯電阻的大小不變，當受控可變電阻阻值變小時，等效電容放電速度快于充電速度，等效電容電壓下降；當受控可變電阻阻值變大時，等效電容放電速度慢于充電速度，等效電容電壓上升。所以，等效電容上電壓的升降以及升降的速度受等效電容充電效應和放電效應的共同影響，放電效應由受控可變電阻決定，而充電效應由線性光耦的集電極或射極上串聯電阻決定。

由圖2與圖3可知，在線性光耦的發光二極管施加方波電流時，線性光耦的集電極或射極上串聯的電阻越大，線性光耦的集電極和射極間的電壓下降沿的時間越短，而上升沿的時間越長；反過來，如果線性光耦的集電極或射極上串聯的電阻越小，線性光耦的集電極和射極間的電壓下降沿的時間越長，而上升沿的時間越短。所以可以構造一種變阻結構，使得變阻結構阻值在光耦開通時變大，在光耦關斷時阻值變小，從而改善光耦的頻率響應。

圖4　變阻結構做光耦集電極的光耦隔離電路

在圖4所示四腳線性光耦隔離驅動電路中，由R3、Q1、C1三個元器件可以構成變阻結構支路。當光耦關斷時，三極管導通，此時變阻結構的等效電阻主要由PNP三極管Q1導通后的集射極電阻決定，三極管導通后電阻值很小，從而加速光耦集射極電壓的上升；當光耦開通時，三極管截止，三極管截止后電阻值很大，此時變阻結構的等效電阻主要由電阻R3決定，此時等效電阻變大，從而加速光耦集射極電壓的下降。由圖4變阻結構的光耦集電極輸出的電壓波形如圖5所示。

圖5　光耦集電極采用變阻結構輸出的實測波形

由表1中數據可得，在電阻值為3 kΩ時，光耦能完全開通關斷，單位電壓上升時間為0.540 μs/V，單位電壓下降時間為0.496 μs/V。把光耦集電極電阻設計為可變電阻值的變阻結構之后，在實驗室條件下，測得光耦輸出的波形如圖5所示，改善之后的單位電壓上升時間為0.093 μs/V，單位電壓下降時間為0.376 μs/V。對比可知，單位電壓上升時間比原來減少了82.8%，單位電壓下降時間比原來減少了24.2%。

常見線性光耦的光敏三極管的響應速度是微秒級，屬于光耦固有的響應時間，一般很難改變。經過變阻結構做為線性光耦的集電極上拉電阻后，從改變外部驅動電流的角度，加快了光耦輸出信號的上升/下降沿的變化速度，從而改善了光敏三極管的響應速度，而這正是線性光耦作為高速驅動中的瓶頸。如圖5所示，線性光耦輸出較好的信號波形，還并不能直接驅動MOSFET/IGBT，所以一般在之后再加上一級放大電路，最后經過推挽電路輸出驅動信號，信號的上升/下降沿只需數百納秒，如此便能實現高速驅動MOSFET/IGBT。

3　含有變阻結構的光耦隔離MOSFET/IGBT高速驅動應用實例

如圖6所示，使用含有變阻結構所構成的光耦隔離MOSFET/IGBT高速驅動，其中電阻R4、電容C2和PNP型三極管Q2組成動態電壓比較器。動態電壓比較器中有加速電容C2的存在，因為電容兩端電壓不能突變，當光耦輸出信號變化的開始階段，那么電容C2相當于短路，此時能給三極管基極提供瞬間的大電流，使三極管在光耦輸出信號的拐點處便提早開通或者關斷。由于光耦相對三極管開通關斷的速度緩變的特性，缺少加速電容會導致信號傳輸過程中發生占空比畸變，導致信號的占空比丟失或者增加。動態電壓比較器既能在線性光耦輸出信號由高電平變低電平的起始階段檢測到信號的變化，也能在線性光耦輸出信號由低電平變高電平的起始階段檢測到信號的變化。這樣，無論是在檢測線性光耦輸出信號由低電平變高電平時，還是在檢測線性光耦輸出信號由高電平變低電平時，都幾乎沒有延時，從而避免了信號傳輸過程中的占空比畸變。

圖6　含變阻結構的光耦隔離高速驅動實例

圖7為高速驅動電路實測輸出波形，MOSFET門極驅動信號上升時間為250 ns，下降時間小于150 ns，實測波形表明，該驅動電路在滿足線性光耦隔離條件下，高速驅動效果良好。

圖7　驅動實測的MOSFET門極驅動信號

4　結　論

本文設計了一種基于四腳線性光耦的新型高速率驅動器結構，改善光耦的開關頻率特性，利用特殊的能改變電阻值的電路結構來提高光耦的開通與關斷的速率，從而緩解因光耦的開關頻率給整個MOSFET/IGBT驅動帶來的頻率限制。在實現高速驅動的前提下，整個驅動器能有效地完成電平兼容，并且隔絕了MOSFET/IGBT的開關噪聲對微控制器端的影響。整個電路結構簡單，易于實現，能夠有效運用于PWM控制中。但是對于變阻結構的設計并不僅限于此，例如在變阻結構中，對變阻結構中PNP三極管引入正反饋就是未來的一個改進方向。

參考文獻：

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[2]王正仕,陳輝明.無傳輸時延的調制型功率MOSFET驅動電路[J].電氣自動化,1999, (4): 61-66.

[3]陳建萍.一種基于IR2113的隔離型MOSFET驅動電路設計[J].贛南師范學院學報, 2011, (3): 57-59.

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