K波段pHEMT下變頻混頻器的設(shè)計(jì)與研究*

李 罡，余 凱，李思臻，章國(guó)豪，周正軒，劉祖華

(1.廣東工業(yè)大學(xué) 信息工程學(xué)院，廣東 廣州 510006；2.廣州穗源微電子科技有限公司，廣東 廣州 510006)

0 引言

隨著無(wú)線通信技術(shù)的不斷進(jìn)步與發(fā)展、應(yīng)用背景的多樣化和性能的高端化，應(yīng)用領(lǐng)域也隨之逐漸不斷擴(kuò)大，無(wú)線通信系統(tǒng)的設(shè)計(jì)指標(biāo)也日趨嚴(yán)格。下混頻器作為射頻前端接收端的一個(gè)重要模塊，其功能是將接收到的射頻信號(hào)下變頻到中頻信號(hào)。因?yàn)橄伦冾l混頻器的性能會(huì)對(duì)整個(gè)射頻接收機(jī)系統(tǒng)產(chǎn)生較為顯著的影響，所以對(duì)下混頻器的線性度、轉(zhuǎn)換增益、隔離度、功耗都有著較為嚴(yán)苛的要求。在第五代移動(dòng)通信中，K波段(18.0～26.5 GHz)作為衛(wèi)星通信頻段(19.2～20.2 GHz，21.4～22 GHz)和潛在的頻段被美國(guó)和歐洲的頻譜規(guī)劃所提及，具有重要的研究意義。

可以用來(lái)實(shí)現(xiàn)K波段通信電路的工藝有硅CMOS工藝、砷化鎵GaAs工藝、氮化鎵GaN工藝等。CMOS成本低廉，易于實(shí)現(xiàn)，在低頻電路中被廣泛使用。但是它的硅基襯底損耗是個(gè)嚴(yán)重的問題[1]，在實(shí)現(xiàn)片上無(wú)源器件(如電感、變壓器、巴倫)時(shí)的品質(zhì)因數(shù)Q也很小。由于GaAs電子遷移率比硅高6倍，電流密度較高，適合用于超高速、超高頻器件的設(shè)計(jì)。作為襯底材料，GaAs的電阻率低，具有較高的擊穿電壓閾值，寄生電容更小，噪聲更低，這些特性導(dǎo)致GaAs材料具有更好的高頻特性。且較GaN產(chǎn)品而言，GaAs產(chǎn)品更為成熟，成本相較GaN更低，可靠性更好。

本文提出了一種下變頻混頻器，主要應(yīng)用于K波段無(wú)線收發(fā)機(jī)的接收端。本方案的創(chuàng)新點(diǎn)在于：集成了兩個(gè)片上巴倫，能夠?qū)崿F(xiàn)差分-單端的轉(zhuǎn)換。在混頻器的開關(guān)級(jí)應(yīng)用了電流注入的技術(shù)，且在輸出端采用了源跟隨器，有效地改善了電路的增益，提高了線性度。與其他文獻(xiàn)相比，此設(shè)計(jì)具有更好的電路性能。

1 系統(tǒng)設(shè)計(jì)

1.1 混頻器結(jié)構(gòu)

如圖1所示，混頻器是一種三端口器件，包括中頻信號(hào)IF輸入端口、本振信號(hào)LO輸入端口、射頻信號(hào)RF輸出端口，主要完成中頻信號(hào)到射頻信號(hào)轉(zhuǎn)換的功能。

圖1 混頻器原理圖

在時(shí)域上，中頻信號(hào)通過混頻器模塊與本振信號(hào)相乘，從而在頻域上表現(xiàn)出中頻信號(hào)頻率與本振信號(hào)頻率相加減。假設(shè)輸入的中頻信號(hào)和本振信號(hào)均為正弦型信號(hào)，則通過這兩個(gè)信號(hào)的混頻，可以得到一個(gè)差頻成分(頻率為ω1-ω2)和一個(gè)和頻成分(頻率為ω1+ω2)，理想情況下，差頻成分與和頻成分的幅度與輸入信號(hào)的幅度成正比，可表示為式(1)：

cos(ω1+ω2)t]

(1)

在下混頻器中，需要的信號(hào)為差頻信號(hào)，所以需要信號(hào)在輸出端通過一個(gè)濾波器濾除差頻信號(hào)以外的其他干擾信號(hào)成分，從而取出所需要的差頻信號(hào)。在工程應(yīng)用中，為了濾除不需要的信號(hào)，一般會(huì)采用高Q值的片外濾波器來(lái)實(shí)現(xiàn)。

混頻器通常根據(jù)其是否提供正的轉(zhuǎn)換增益值，分為有源混頻器和無(wú)源混頻器兩大類。相較于無(wú)源混頻器，有源混頻器能提供更高的增益。因?yàn)閭鹘y(tǒng)單端結(jié)構(gòu)混頻器不能完全消除和抑制非線性，且對(duì)電源的抑制較差，在無(wú)線通信的應(yīng)用中，射頻前端系統(tǒng)一般會(huì)使用平衡式電路來(lái)提高其性能，因此差分輸入輸出為射頻前端重要的輸入輸出形式。混頻器一般采用差分結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)輸入信號(hào)相乘來(lái)消除高次諧波部分以及共模成分。

有源混頻器中有一類很重要的混頻器稱為平衡型混頻器，若輸入信號(hào)和本振信號(hào)均采用差分形式輸入，則稱之為雙平衡混頻器。事實(shí)上，差分結(jié)構(gòu)能夠很好地抑制共模噪聲，因此減少了基帶信號(hào)輸出的直流失調(diào)。除此之外，雙平衡混頻器與單平衡混頻器相比，能夠很好地消除本振饋通，也能夠很好地消除疊加在混頻器輸入本振信號(hào)上的干擾和噪聲[2]。

雙平衡混頻器也稱之為Gilbert單元，基本結(jié)構(gòu)如圖2所示，雙平衡混頻器由跨導(dǎo)級(jí)、開關(guān)級(jí)、輸出級(jí)三部分組成。跨導(dǎo)級(jí)由晶體管差分對(duì)M1、M2組成。將輸入的電壓信號(hào)轉(zhuǎn)換為電流信號(hào)，送入開關(guān)對(duì)的共源節(jié)點(diǎn)。晶體管M3、M4、M5、M6四管差分對(duì)構(gòu)成本振驅(qū)動(dòng)級(jí)，當(dāng)本振信號(hào)幅值偏大時(shí)，差分對(duì)MOS管M3、M4、M5、M6構(gòu)成混頻器的開關(guān)級(jí)。當(dāng)本振信號(hào)足夠強(qiáng)時(shí)，在本振信號(hào)LO的控制作用下將跨導(dǎo)級(jí)輸入進(jìn)來(lái)的電流周期性地開啟關(guān)斷，工作在開關(guān)狀態(tài)。在M3與M6導(dǎo)通時(shí)，M4與M5關(guān)斷，當(dāng)M4與M5導(dǎo)通時(shí)，M3與M6關(guān)斷，從而將跨導(dǎo)級(jí)的電流周期性地從一邊轉(zhuǎn)換到另一邊，實(shí)現(xiàn)混頻功能。在M3～M6處于理想開關(guān)的狀態(tài)時(shí)，電路的電壓轉(zhuǎn)換增益如式(2)所示：

(2)

其中g(shù)m3為M3的跨導(dǎo)，RL為中頻輸出負(fù)載。

圖2 Gilbert混頻器結(jié)構(gòu)

1.2 巴倫設(shè)計(jì)

雙平衡混頻器的一個(gè)重要部分就是巴倫平衡-不平衡(Balun，Balance-unbalance)轉(zhuǎn)換器。巴倫是一種將單端信號(hào)轉(zhuǎn)為差分信號(hào)的模塊，可用于PA、LNA、混頻器等模塊[3]。在理想情況下，單端信號(hào)通過巴倫模塊能夠輸出兩個(gè)幅度相等、相位相反的信號(hào)。巴倫器分有源巴倫和無(wú)源巴倫兩種。常用的無(wú)源巴倫結(jié)構(gòu)有平行線巴倫、變壓器巴倫、Marchand巴倫。除了變壓器巴倫以外，其他的兩種結(jié)構(gòu)都會(huì)用到90°波長(zhǎng)線，而90°波長(zhǎng)線在頻率較低的場(chǎng)合使用會(huì)顯著增加微帶線的長(zhǎng)度，從而增大芯片的面積[4]。有源巴倫結(jié)構(gòu)主要是利用晶體管的各種工作特性來(lái)實(shí)現(xiàn)相應(yīng)的功能，如共源極電路能輸入輸出相位相反的信號(hào)，共柵極電路能夠輸入輸出相位相同的信號(hào)，但是實(shí)現(xiàn)起來(lái)較為復(fù)雜，且占用芯片面積較大。故在本設(shè)計(jì)中，射頻端和本振端均采用變壓器巴倫結(jié)構(gòu)進(jìn)行設(shè)計(jì)。

理想的變壓器巴倫結(jié)構(gòu)如圖3所示。P1端為單端信號(hào)輸入，P2與P3端輸出為等幅、相差為180°的差分信號(hào)。

圖3 理想巴倫

本文采用了一種上下疊層結(jié)構(gòu)巴倫[5]，結(jié)構(gòu)示意如圖4所示。該巴倫由上下兩層金屬耦合構(gòu)成，與P1端連接的耦合線在金屬2層，P2與P3端在金屬1層，金屬1層與金屬2層的幾何結(jié)構(gòu)為正八邊形，利用HFSS軟件仿真，最終設(shè)計(jì)線寬為6 μm，內(nèi)半徑為70 μm。圖5給出圖2的S參數(shù)、幅度差、相位和相差的仿真結(jié)果。在中心頻率約為24 GHz時(shí)P1到P2、P3端口的S參數(shù)S(2,1)=-8.338 dB，S(3,1)=-8.968 dB；幅度值不平衡差為0.63 dB；相位差為174.823°。由幅度差曲線與相位差曲線數(shù)據(jù)可以得出，正八邊形巴倫可以適用于較寬的工作頻帶。

圖4 上下疊層巴倫模型

圖5 巴倫幅度差和相位差曲線

2 電路設(shè)計(jì)

本文電路原理圖如圖6所示。射頻輸入端和本振輸入端都采用了本文所述的上下疊層巴倫，M1～M6構(gòu)成吉爾伯特單元。M1和M2為A類偏置，射頻信號(hào)經(jīng)過巴倫轉(zhuǎn)換為差分信號(hào)，施加到M1和M2的柵極，產(chǎn)生了相對(duì)恒定的增益，抵消了偶次諧波，另外射頻跨導(dǎo)級(jí)M1、M2也采用了電流注入技術(shù)[6-7]，降低了功耗。本振信號(hào)經(jīng)過巴倫轉(zhuǎn)換成差分信號(hào)分別作用在M3～M6的柵極，M3～M6的漏極信號(hào)輸入到M7和M8的柵極，M7與M8構(gòu)成源極跟隨器，以使得中頻輸出IF+/IF-相匹配。

圖6 電路原理圖

M1和M2為信號(hào)放大級(jí)，M3～M6在LO信號(hào)的調(diào)控下工作在開關(guān)狀態(tài)，在M3和M6為開啟狀態(tài)時(shí)，M4和M5為關(guān)閉狀態(tài)，反之，在M4和M5為開啟狀態(tài)時(shí)，M3和M6為關(guān)閉狀態(tài)。M1漏端小信號(hào)電流在LO信號(hào)一個(gè)周期中，半周期中由M3源端流入，另半周期由M4源端流入。同理M2漏端工作狀態(tài)與M1相同。LO信號(hào)為正弦波大信號(hào)，LO的差分信號(hào)分別加載在M3、M6的柵極與M4、M5的柵極。M3、M6在LO的正半周期飽和導(dǎo)通，M4、M5柵源電壓必定小于開啟電壓，處于關(guān)斷狀態(tài)，反之亦然。

3 版圖設(shè)計(jì)

芯片版圖如圖7所示，其中布線最困難的為高頻段的差分布線，差分信號(hào)布線的對(duì)稱性要求極高。在差分布線中要盡可能避免輸入輸出差分線有上下疊層覆蓋，如果有覆蓋，很容易產(chǎn)生耦合，會(huì)干擾輸出信號(hào)的質(zhì)量。振蕩信號(hào)會(huì)使M3～M6開關(guān)管的柵極信號(hào)出現(xiàn)比較大的幅度不平衡，間接導(dǎo)致輸出端對(duì)本振信號(hào)的隔離度。本文布版避開了振蕩信號(hào)與中頻輸出信號(hào)的交疊。LO振蕩信號(hào)從圖7上端LO in焊盤輸入，信號(hào)通過巴倫差分輸送到M3～M6的柵極調(diào)控晶體管的開與關(guān)。RF信號(hào)由圖7下方RF in焊盤輸入，中頻信號(hào)由圖7左端OUT焊盤差分輸出。

圖7 芯片版圖

4 仿真結(jié)果分析

本文混頻器電路是基于廈門三安集成電路有限公司的P25ED 0.25 μm GaAs PHEMT工藝設(shè)計(jì)，最終的版圖電磁仿真(EM)基于Keysight ADS2016平臺(tái)的Momentum仿真工具實(shí)現(xiàn)，本文所述數(shù)據(jù)均為經(jīng)電磁仿真后的數(shù)據(jù)。轉(zhuǎn)換增益與射頻功率曲線如圖8所示。

圖8 轉(zhuǎn)換增益與射頻功率曲線圖

下變頻混頻器的轉(zhuǎn)換增益為中頻輸出端功率與射頻輸入功率之差。圖8是在振蕩信號(hào)輸入功率為0 dBm時(shí)的仿真結(jié)果。由圖8可以看出在射頻輸入功率小于-5 dBm時(shí)，混頻器的轉(zhuǎn)換增益約為7.2 dBm。在射頻輸入功率大于-5 dBm時(shí)，混頻器的轉(zhuǎn)換增益開始衰減，當(dāng)射頻輸入功率小于0 dBm時(shí)，按線性衰減，在射頻輸入功率約為7.5 dBm時(shí)，轉(zhuǎn)換增益為0。

圖9是1 dB壓縮點(diǎn)的確定，該點(diǎn)定義為當(dāng)輸出信號(hào)的功率比基波的線性外推理論值降低1 dB處的功率輸入值。隨著射頻頻輸入功率的變大，輸出功率也在增大，在射頻輸入功率為0 dBm時(shí),增益壓縮1 dB，此點(diǎn)的輸出大約功率為6 dBm，最大輸出功率約為8 dBm。

圖9 1 dB壓縮點(diǎn)

圖10為混頻器輸出信號(hào)頻譜圖，其中m1為輸出中頻信號(hào)功率，m2為射頻信號(hào)泄漏功率，m3為本振信號(hào)泄漏功率。為獲得所需中頻信號(hào)，只需在片外接低通濾波器即可濾除。

圖10 輸出信號(hào)頻譜圖

本文所設(shè)計(jì)的K波段pHEMT下變頻混頻器工作在中心頻率為24 GHz，提供電源電壓為5 V，本振信號(hào)輸入功率為0 dbm時(shí)的性能參數(shù)如表1所示，與國(guó)內(nèi)外其他文獻(xiàn)相比，本文的設(shè)計(jì)具有合適的轉(zhuǎn)換增益及良好的線性度，但相對(duì)來(lái)說(shuō)面積稍大，且功耗稍高。

5 結(jié)論

本文應(yīng)用PHEMT工藝設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)了一款K波段的下變頻混頻器，由版圖仿真結(jié)果看出,在LO功率為0 dBm時(shí)最大轉(zhuǎn)換增益為7.2 dB，輸入P1dB為6 dBm。與參考文獻(xiàn)其他混頻器相比，本文的設(shè)計(jì)部分性能較為良好，可為國(guó)產(chǎn)商用K波段混頻器的設(shè)計(jì)提供一定參考。

表1 本文與部分文獻(xiàn)的參數(shù)對(duì)比表

注：CG(Conversion Gain):轉(zhuǎn)換增益；PLO：本振功率；P1dB：1 dB壓縮點(diǎn)。

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