用于Ka波段接收機末級的預失真線性化器

何戎根，陳建榮，方龑

（空間電子信息技術研究院陜西西安 710100）

在衛星通信中，接收機作為轉發器的重要組成部分，起到對上行頻率下變頻，放大濾波等一系列功能，為了保證通信質量，對接收機線性度要求極高，指標為等幅雙載波信號輸入時，輸出三階互調不超過60 dBc。傳統的做法是采用功率回退的方法達到指標[1]，從Pout-1點功率回退20 dB以上，單純的功率回退降低了放大器的效率且高功耗。利用線性化技術對中功率放大器進行補償，使其達到與功率回退相同的線性度。

預失真技術具有電路結構簡單、工作絕對穩定等優點，常用于衛星通信系統。其本質是在放大器前串聯一個函數模塊，該模塊所產生的非線性對放大器非線性有一定程度的補償作用。目前大部分預失真線性化器多用于高功率放大器（HPA）[2-5]，HPA在工作點處有較大的增益幅度壓縮及相位失真（AM-AM、AM-PM失真），當功率回退較大時，放大器增益壓縮及相位失真量很小，很難再以其作為設計標準。

文中在傳統的雙路合成預失真器[6-8]的基礎上，以放大器工作點處的互調失真量對消為設計標準，設計出一種改善放大器功率回退后弱非線性失真的預失真線性化器。改變肖特基二極管電壓及線性支路衰減相移，可對線性化器產生的三階互調量幅度及相位進行調節，能夠有效的抑制后級放大器的互調失真。這種線性化器結構簡單，調節點多且易于調節，補償效果好。文章先介紹預失真技術的基本原理，再給出其電路結構和從理論上分析其主要特性，最后利用專用的微波電路仿真工具進一步驗證。

1 預失真線性化原理

1.1 基本原理

預失真線性化器以往的設計多采用以放大器增益的幅度與相位失真量即AM-AM、AM-PM失真量為設計參考值，但當放大器從Pout，1dB工作點功率回退10 dB以上時，增益的幅度壓縮量與相位超前量極小，很難再以它們為參考進行設計[8-10]。

文中以線性化器所產生互調值與放大器產生互調值在所需工作點對消為標準進行設計，觀察工作點附近的互調值改善量值，稱為互調值補償法。在弱非線性的前提下，放大器對線性化器產生的主信號與互調信號的增益可看為恒定不變，因此以三階互調信號為例：設放大器輸出的主信號功率為W1（dBm），三階互調功率為W2（dBm），增益為C（dB）。線性化器輸出的主信號功率為W*1（dBm），三階互調功率為W*2。

A、B分別為放大器、線性化器的三階互調值IMD3為保證三階互調相抵消，要求線性化器三階互調值經放大后與放大器本身產生三階幅度相等：

要求線性化器產生的三階互調值的幅度（dBc）等于放大器產生的三階互調值的幅度（dBc）。同理可得，線性化器三階互調與主信號相位差等于放大器三階互調與主信號相位差加180°。

若線性化器產生三階互調值可滿足以上兩個條件，則可達到對消放大器三階互調的目的。

1.2 放大器及二極管非線性輸出

放大器非線性特性，使信號通過它后產生無窮多個諧波信號。放大器的輸出與輸入電壓關系，可以用冪級數來表示[11]

對于放大器而言kn的值隨n的增大迅速減小，故Vout只取前三項，當等幅雙音信號Vin()t=輸入時，其三階互調量為

以Pout-1=18.5回退13 dB工作的放大器為例，以中心頻率18.45 GHz，頻率間隔為5 MHz的雙音信號進行輸入，其輸出頻譜如圖1，其中IMD3=51.8 dBc，IMD5=75.2 dBc。

圖1 Pout=5.5放大器互調幅度及相位

肖特基二極管是一種非線性半導體器件，預失真器中為保證非線性產生量，通常采用工作在相同偏置下的反向并聯二極管對結構。將此二極管對等效為單端口網絡，其導納可表示為[5]

由上式看出，信號經二極管對后，產生奇次諧波分量輸出，偶次諧波分量均被抑制。適當的調節偏壓及其周圍網絡，可使得反向并聯二極管所對產生的三階互調分量，與功放自身非線性產生的三階互調產物相互抵消，達到線性化的目的[13]。

1.3 預失真器的電路結構及原理分析

雙路矢量合成線性化器基本原理框圖為圖2，由并聯肖特基二極管對產生非線性構成非線性支路，另一路則由衰減移相器構成線性支路。將非線性系統的輸入、輸出電壓特性用冪級數展開式來描述:

圖2 雙路預失真線性化器結構圖

當輸入測試信號為等幅雙音信號時，即：

則線性支路的輸出為：

非線性支路的輸出為：

非線性支路中有直流分量，基波分量及各階互調分量。雙路預失真器合成輸出Vp=VU+VL。

其中Vp的基波分量為：

當線性化器輸出信號Vp經過放大器時，Vp中的基波成分因為相對功率電平高，在輸出端產生的三次互調成分的功率電平不能被忽略。而輸入的三次互調成分相對功率電平低，可以認為非線性主射頻功率放大器僅對該信號進行線性放大而忽略它產生的其他頻率分量[11]。

由上式可以看出，線性化器與放大器級聯后，其信號基波成分與三階互調成分具有?1-?2的相位差，當線性支路與非線支路所產生的群時延相等時，在輸出端兩者產生的三次互調成分若幅度相等且相位相差180°就可以相互抵消，從而提高非線性主射頻功率放大器的線性度。

2 電路結構與仿真結果

接收機中功率放大與HPA不同，它工作在回退較高功率的工作點[12-14]，由于放大器從Pout，1dB工作點功率回退10dB以上時，增益的幅度壓縮量與相位超前量極小，很難再以它們為參考進行設計。因此，本線性化器以線性化器所產生互調值與放大器產生互調值在所需工作點對消為標準進行設計，觀察工作點附近的互調值改善量值。雙路合成預失真器電路結構如圖3。

圖3 線性化器結構圖

尺寸為15.57mm×6.32mm，電調可變衰減器，選用 UMS的CHT3091a，其工作頻帶為0～40GHz，衰減范圍為3～20dB。電調移相器選用Hittite公司的HMC247，其工作頻率為5～18Ghz，可變移相為0～100°。

圖4 分支線耦合器場仿真結構

分支線耦合器在HFSS仿真結構如圖4所示，仿真結果如圖5所示，在設計要求的17.7～19.2 GHz頻帶內，輸入端口1的反射系數大于20 dB，兩個輸出端口2、3的幅度不平衡度小于0.1 dB，相位差為90o±1.5°，隔離端口4的隔離度大于20 dB，均滿足設計要求。

圖5 分支線耦合器幅頻

由圖1可知，所設計線性化器需要在工作點產生三階互調幅度為51.8 dBc，且主信號與三階互調信號相位差為-2°±180°=178°/-182°。

兩路合成時，二極管是產生非線性的器件，電壓Vdc主要影響三階互調量如圖6所示。衰減器影響主信號功率，當衰減器值較小時移相器B可以控制主信號相位，衰減量越大可控范圍越小，并聯枝節長度L則可控制三階互調值相位，如圖7所示在衰減量A=10 dB時，移相器可控制主信號相位30°，為了保證相位具有可調范圍，衰減量不宜過大，小于10 dB為佳，調節時先在高衰減下調出較大三階互調，減小衰減保證輸出功率，改變移相器控制相位。

調試后，Vdc=0.75 V，L=0.75 mm，衰減量A=6.7，B=16.5°時，以中心頻率18.45 GHz，頻率間隔為5 Mhz的雙音信號進行輸入，線性化器產生的互調值如圖8所示，IMD3=50.961（dBc）相位差=177°。與放大器級聯后互調量隨輸入功率變換如圖9、10所示。

圖6 IMD3幅度隨Vd變化圖

圖7 主信號相位隨相移量B變化

圖8 線性化器互調值

在所需工作點單音輸出Pout=5.5 dBm工作點處，放大器與線性化器級聯輸出互調量如圖11，與圖2-1對比三階互調值為72.8 dBc補償21 dB，五階互調為71.57 dBc，略有惡化，但保持在70 dBc以下。從圖9、10可以看出，此線性化器級聯放大器后，在工作點及工作點后20 dB范圍內各階互調值均小于60 dBc，達到設計要求。

接收機中功率放大部分，可由此線性化器與放大器芯片級聯組成。放大器芯片采用Hittite公司的HMC498，其Pout-1=24 dBm，Gain=23 dB。

線性化器與放大器級聯后，對放大器的非線性有明顯的改善，以仿真結果圖11來看，在放大器輸出11 dBm處，IMD3=72.8，由IMD3與OIP3的數學定義式可以得到

圖9 三階互調隨輸出功率曲線

圖10 五階互調隨輸出功率曲線

圖11 線性化改善結果

OIP3（dBm）=Pout（dBm）+IMD3/2（dBc）

此模塊OIP3=42 dBm，通常OIP3=Pout-1+10.8可知模塊Pout-1=31.2 dBm

模塊電性能如表1所示。

表1 中頻放大器電參數

3 結論

文章分析了一種以互調值補償法設計的的雙路線性化器電路結構，仿真結果表明，采用這種線性化器能有效的改善接收機中功率放大器的弱非線性，ADS雙音測測試結果表明，線性化后中功率功放在回退13dB工作點處的三階互調值由51.8dBc改善到72.8dBc補償21dB，五階互調值也保持在70dBc以下。采用此線性化器級聯Pout-1小的放大器能擁有等同于Pout-1大的放大器回退一樣的線性度，節省接收機功耗。