城軌列車PWM編碼器電磁干擾的機(jī)理及抑制

朱 峰，曾海波，邱日強(qiáng)，謝雨軒，翁文雯

(西南交通大學(xué) 電氣工程學(xué)院，四川 成都 611756)

城市軌道交通方便大眾的出行，它的安全運(yùn)行至關(guān)重要。巴西城軌列車在正常運(yùn)營(yíng)過程中，在線路終點(diǎn)站折返線處雖然偶發(fā)PWM編碼器的電磁干擾問題，表現(xiàn)為脈沖寬度調(diào)制(PWM)編碼器輸出端電阻和金屬-氧化物-半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管(MOS管)燒損，但是嚴(yán)重影響城軌列車的安全運(yùn)營(yíng)。

目前，國(guó)內(nèi)外學(xué)者對(duì)列車的電磁干擾問題進(jìn)行了大量研究。文獻(xiàn)[1—3]研究了不同工況(雷擊、升降弓)下車體的過電壓?jiǎn)栴}；文獻(xiàn)[4—5]研究了列車上相關(guān)的弱電設(shè)備如速度傳感器、車載設(shè)備等受到電磁干擾的機(jī)理及抑制措施。以上的研究對(duì)象大多數(shù)為高速動(dòng)車組，而在城軌列車方面，文獻(xiàn)[6]研究了基于通信的列車自動(dòng)控制系統(tǒng)(CBTC)設(shè)備間的無線干擾問題；文獻(xiàn)[7]通過現(xiàn)場(chǎng)實(shí)測(cè)分析了列車運(yùn)行過程中產(chǎn)生的電磁干擾對(duì)軌道信號(hào)、車地通信信號(hào)的影響；文獻(xiàn)[8]針對(duì)地鐵直線電機(jī)分析了其干擾源和受干擾對(duì)象，提出了具體的車輛電磁兼容解決方案；文獻(xiàn)[9]分析了城軌通信系統(tǒng)中抑制電源電磁干擾的措施。綜上可知，對(duì)城軌列車PWM編碼器電磁干擾的研究，相關(guān)文獻(xiàn)報(bào)道較少。

本文基于巴西城軌列車PWM編碼器功能及工作原理，進(jìn)行電磁干擾源和耦合途徑的排查，確定干擾源與耦合途徑后研究其耦合機(jī)理并提出相應(yīng)的電磁干擾抑制措施。該研究有效解決了PWM編碼器的電磁干擾問題，可為后續(xù)出現(xiàn)相類似電磁干擾問題提供一定經(jīng)驗(yàn)基礎(chǔ)。

1 PWM編碼器功能及工作原理

PWM編碼器主要用于控制巴西城軌列車的牽引或制動(dòng)，該列車牽引/制動(dòng)控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示。由圖1可見：司機(jī)通過控制手柄輸出0～10 V模擬信號(hào)作為PWM編碼器的輸入信號(hào)，PWM編碼器將模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換成占空比為15%～85%的PWM信號(hào)，再輸入到每個(gè)牽引、制動(dòng)控制單元，牽引或制動(dòng)控制單元中的CPU對(duì)PWM信號(hào)的上升沿和下降沿進(jìn)行捕捉，測(cè)出PWM信號(hào)的脈沖寬度，計(jì)算出牽引或制動(dòng)力轉(zhuǎn)矩指令并實(shí)現(xiàn)相應(yīng)的牽引或制動(dòng)力。

圖1 巴西城軌列車牽引/制動(dòng)控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

PWM編碼器的工作原理電路如圖2所示。圖中：紅色虛線圈出的部分為受電磁干擾導(dǎo)致燒損的元器件，其中R155和R156為輸出端電阻，Q2和Q3為2SK2231型MOS管；Q1為2SK982型MOS管；R151，R152，R153，R154和R157分別為不同取值的電阻；C，C1，C2和C3分別為不同取值的電容；TLP555為光耦合器；RA14A，RA14B為某封裝電路。

圖2 巴西城軌列車PWM編碼器工作原理電路

PWM編碼器工作時(shí)，TLP555及其左邊的電路將模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換輸出為+12 V高電平或0 V低電平，控制Q1和Q3的導(dǎo)通或截止。當(dāng)TLP555輸出高電平時(shí)，Q1和Q3同時(shí)導(dǎo)通，PWM編碼器輸出低電平，電容C2充電；當(dāng)TLP555輸出低電平時(shí)，Q1和Q3同時(shí)截止，電容C2通過電阻R153和R154放電使得Q2導(dǎo)通，PWM編碼器輸出高電平。

2 電磁干擾源的確定

2.1 干擾源的排查

由文獻(xiàn)[3]可知，動(dòng)車組在升降弓或者運(yùn)行途中產(chǎn)生的電弧可能會(huì)引起車體過電壓?jiǎn)栴}，對(duì)設(shè)備造成干擾。但由于PWM編碼器受電磁干擾時(shí)城軌列車均停在折返線上，不存在電弧現(xiàn)象，所以可排除電弧為干擾源。

電磁干擾耦合途徑包括傳導(dǎo)和輻射耦合，考慮到城軌列車PWM編碼器受電磁干擾時(shí)，臨近的其他弱電設(shè)備均沒有受到電磁干擾，因此，可判斷造成PWM編碼器電磁干擾的耦合途徑不是來自周圍空間的輻射耦合，只能來自傳導(dǎo)耦合[5]。

PWM編碼器受電磁干擾的地點(diǎn)均在某終點(diǎn)站折返線上，且時(shí)段均在早晚運(yùn)行高峰期。城軌列車停在某一股道時(shí)，PWM編碼器輸出端電阻與MOS管燒損，說明遭受了強(qiáng)電壓或電流的沖擊。

根據(jù)GB/T 24338.5—2009《軌道交通 電磁兼容 第4部分：信號(hào)和通信設(shè)備的發(fā)射與抗擾度》中規(guī)定的對(duì)設(shè)備電磁兼容傳導(dǎo)抗擾度試驗(yàn)要求，對(duì)受試設(shè)備PWM編碼器分別進(jìn)行靜電放電、電快速瞬變脈沖群、浪涌沖擊3種抗擾度試驗(yàn)，相關(guān)說明如下。

(1) 對(duì)PWM編碼器的金屬外殼進(jìn)行靜電放電抗擾度試驗(yàn)，可驗(yàn)證電磁干擾是否來自外界的靜電放電。因?yàn)镸OS管本身的輸入電阻很高，而柵源極間電容又非常小，極易受外界靜電的感應(yīng)而帶電，少量電荷就可在極間電容上形成相當(dāng)高的電壓，將MOS管損壞。

(2) 對(duì)PWM編碼器的電源端口、PWM信號(hào)輸出線進(jìn)行電快速瞬變脈沖群抗擾度試驗(yàn)，可模擬來自VVVF逆變器與輔助變流器中電力電子器件的持續(xù)開關(guān)動(dòng)作在電源端口、信號(hào)輸出線上耦合的瞬變脈沖群干擾電壓，驗(yàn)證其電磁干擾是否來自電快速瞬變脈沖群。

(3) 對(duì)PWM編碼器的電源端口、輸出端口進(jìn)行浪涌沖擊抗擾度試驗(yàn)，可驗(yàn)證電磁干擾是否來自外界的浪涌沖擊電壓。

試驗(yàn)具體配置、操作方法、步驟與等級(jí)電壓均為GB/T 24338.5—2009中的規(guī)定要求，相關(guān)試驗(yàn)儀器及技術(shù)指標(biāo)見表1，試驗(yàn)結(jié)果見表2—表4。

由表2、表3可知：PWM編碼器受到的電磁干擾不是來自靜電放電、電快速瞬變脈沖群。

由表4可見：①當(dāng)浪涌沖擊電壓不小于1.6 kV且達(dá)到一定試驗(yàn)次數(shù)(不大于20次)時(shí)，PWM編碼器會(huì)受到電磁干擾，說明浪涌沖擊電壓是導(dǎo)致PWM編碼器輸出端電阻和MOS管燒損的直接原因。②使其燒損所需的浪涌沖擊試驗(yàn)次數(shù)隨著浪涌沖擊電壓的增大而減小，當(dāng)試驗(yàn)電壓大于1.9 kV時(shí)，輸出端電阻和MOS管瞬間燒損。

表1 儀器型號(hào)及技術(shù)指標(biāo)

表2 靜電放電試驗(yàn)結(jié)果

表3 電快速瞬變脈沖群試驗(yàn)結(jié)果

表4 浪涌沖擊試驗(yàn)結(jié)果

2.2 輸出端浪涌沖擊抗擾度試驗(yàn)

輸出端浪涌沖擊抗擾度試驗(yàn)的電路拓?fù)淙鐖D3所示[10]。圖中：虛線左邊為浪涌發(fā)生器的輸出，且U為浪涌沖擊電壓，R0為內(nèi)阻；中間為由電阻R1與電容C0串聯(lián)組成的耦合網(wǎng)絡(luò)；右邊為負(fù)載R2，即PWM編碼器輸出端電阻。根據(jù)GB/T 24338.5—2009的要求，取R0=2 Ω，R1=40 Ω，C0=0.1 uF，U隨試驗(yàn)等級(jí)而變化。R2的取值隨PWM編碼器輸出電平而變化。當(dāng)PWM編碼器輸出低電平時(shí)，因?yàn)镼3的導(dǎo)通電阻約為0.2 Ω，所以R2為導(dǎo)通電阻0.2與2.2 Ω電阻串聯(lián)后再與2.4 kΩ電阻并聯(lián)的值(約為2.4 Ω)；當(dāng)輸出高電平時(shí)，因?yàn)镼3截止，且Q3的DS極間并接了反向二極管，所以R2為反向二極管與2.2 Ω電阻串聯(lián)后再與2.4 kΩ電阻并聯(lián)的值。

圖3 浪涌沖擊抗擾度試驗(yàn)電路拓?fù)?/p>

為進(jìn)一步分析浪涌發(fā)生器輸出的浪涌沖擊電壓耦合至PWM編碼器輸出端的電壓，將浪涌沖擊電壓U進(jìn)行傅里葉(FFT)變換，得到頻域內(nèi)每個(gè)頻率處的電壓U(fk)，其中fk為第k個(gè)頻率。由圖3可知，負(fù)載端在頻率fk處的電壓U2(fk)為

(1)

式中：j為虛數(shù)。

為方便比較，計(jì)算浪涌沖擊電壓耦合至負(fù)載端的電壓有效值Ue為

(2)

式中：n為FFT變換后的所有頻率個(gè)數(shù)；|U2(fk)|為頻率fk處的負(fù)載端電壓幅值。

因?yàn)轭l率fk處的負(fù)載端電壓U2(fk)對(duì)應(yīng)的時(shí)域波形為正弦信號(hào)表達(dá)式，所以在PWM編碼器輸出高電平且當(dāng)該正弦信號(hào)為正值時(shí)，二極管截止，負(fù)載電阻R2約為2.4 kΩ；當(dāng)該正弦信號(hào)為負(fù)值時(shí)，二極管導(dǎo)通，與輸出低電平情形類似。為簡(jiǎn)化計(jì)算，根據(jù)電壓有效值的定義可知，正弦電壓信號(hào)經(jīng)過二極管后的電壓有效值約為原有效值的0.707倍。所以，由式(1)和式(2)可分別得到PWM編碼器輸出高、低電平時(shí)，對(duì)應(yīng)表4中的浪涌輸出耦合至負(fù)載端的電壓有效值Ue，見表5。

表5 浪涌輸出耦合至負(fù)載端的Ue

由表5可見：當(dāng)PWM編碼器輸出低電平時(shí)Ue太小，不會(huì)使PWM編碼器燒損，其燒損的直接原因?yàn)镻WM編碼器輸出高電平時(shí)遭受了一定次數(shù)(不大于20次)且有效值超過182.43 V的浪涌沖擊電壓。

2.3 浪涌沖擊電壓的來源

巴西城軌4節(jié)編組列車(2節(jié)動(dòng)車2節(jié)拖車)的接地系統(tǒng)布局如圖4所示。圖中：小圓圈代表輪對(duì)軸端接地點(diǎn)，每節(jié)動(dòng)車(MC)上有4個(gè)接地點(diǎn)，每節(jié)拖車(TC)上有2個(gè)接地點(diǎn)。

圖4 城軌列車接地系統(tǒng)布局

城軌列車接地分為工作接地和保護(hù)接地，其具體結(jié)構(gòu)如圖5所示。由圖5可見：工作接地的兩端分別連接牽引逆變器(VVVF)與接地匯流排端子，將受電弓從接觸線上獲取的電流通過輪對(duì)軸端碳刷連接至車輪，再通過鋼軌流回至牽引變電所；保護(hù)接地的兩端分別連接車體與接地匯流排端子，實(shí)現(xiàn)車體的接地；該列車接地系統(tǒng)中的工作接地與保護(hù)接地在接地匯流排處重合。

圖5 工作接地和保護(hù)接地結(jié)構(gòu)

通過現(xiàn)場(chǎng)調(diào)研發(fā)現(xiàn)，折返線處的股道鋼軌質(zhì)量很差，鋼軌電連接處的連接線生銹嚴(yán)重，有的甚至幾乎是斷開狀態(tài)，導(dǎo)致阻抗變大[11]，嚴(yán)重影響了牽引電流的正?；亓鳎糠蛛娏鲗⑼ㄟ^保護(hù)接地線進(jìn)入車體回流，改變車內(nèi)電磁環(huán)境[12]。當(dāng)折返線處多條股道上均有列車運(yùn)行時(shí)，牽引電流也可能通過橫向連接線進(jìn)入相鄰股道，增大進(jìn)入車體的電流。車體是車上所有弱電設(shè)備的公共地，進(jìn)入車體的大電流很容易對(duì)電氣設(shè)備產(chǎn)生電磁干擾，甚至燒損。為此，利用電流采集裝置，對(duì)某一發(fā)生過故障的城軌列車?？吭谀彻傻郎蠒r(shí)進(jìn)行電流捕捉，捕捉的進(jìn)入車體的瞬態(tài)電流I如圖6所示。

圖6中的瞬態(tài)電流通過接觸線與車體間的自感和車體電阻使得車體首尾兩端電壓不平衡。PWM信號(hào)輸出電纜采用屏蔽電纜，且雙端接地，故車體不平衡電壓直接施加在屏蔽層兩端，再通過耦合至芯線間形成浪涌沖擊電壓。由此可確定進(jìn)入車體的瞬態(tài)電流為電磁干擾源，是導(dǎo)致PWM編碼器故障的根本原因。

圖6 通過保護(hù)接地進(jìn)入車體的瞬態(tài)電流

3 電磁干擾耦合機(jī)理

3.1 容性耦合模型

電纜屏蔽層兩端的不平衡電壓產(chǎn)生的電流在屏蔽層上流動(dòng)，對(duì)芯線不產(chǎn)生影響。其主要通過屏蔽層與芯線間的電導(dǎo)與電容將干擾電壓耦合至芯線。又因芯線與屏蔽層間的絕緣良好，所以不考慮其間的電導(dǎo)[13]。因此，PWM編碼器受電磁干擾的傳導(dǎo)耦合主要為容性耦合方式，據(jù)此建立容性耦合模型如圖7所示。圖中：Uc為電纜屏蔽層兩端不平衡電壓；C10和C20分別為屏蔽電纜兩芯線與屏蔽層間的電容；C12為兩芯線間的電容；C為圖2中PWM編碼器輸出端負(fù)線與屏蔽層內(nèi)部間的電容。

圖7 容性耦合模型

3.2 參數(shù)計(jì)算

3.2.1 電纜芯線與屏蔽層間電容

城軌列車PWM編碼器的信號(hào)輸出電纜為二芯屏蔽電纜，其結(jié)構(gòu)如圖8所示。圖中：r1為芯線的半徑；r2為屏蔽層的半徑；d12為兩芯線中心間距。

圖8 二芯屏蔽電纜結(jié)構(gòu)

電容C10，C20和C12的計(jì)算公式近似為[15]

(3)

(4)

式中：ε0為真空中的介電常數(shù);εr為芯線與屏蔽層間介質(zhì)的相對(duì)介電常數(shù);l為電纜長(zhǎng)度(設(shè)與車體總長(zhǎng)度一致)。

3.2.2 接觸線與車體間自感

為計(jì)算電纜屏蔽層兩端不平衡電壓Uc，需計(jì)算接觸線與車體間的自感與車體總電阻。假設(shè)流經(jīng)車體的電流在車體上分布均勻，根據(jù)文獻(xiàn)[14]中的等效原理，將車體等效為具有一定厚度的圓柱體，將接觸線等效為1根細(xì)導(dǎo)線，其等效模型如圖9所示。圖中：ra為接觸線的等效半徑，rb和rc分別為車體等效圓柱體的外半徑和內(nèi)半徑；d為兩圓柱體軸間距離。

圖9 接觸網(wǎng)—車體等效模型

城軌列車車體實(shí)際可近似為長(zhǎng)方體，其寬為b,高為h，單位長(zhǎng)度車體質(zhì)量為m，密度為ρ，車體等效圓柱體的rb和rc分別為

(5)

(6)

根據(jù)文獻(xiàn)[15]中的自感推導(dǎo)原理，可得接觸線與車體間的自感L為

(7)

式中：μ0為真空中的磁導(dǎo)率。

由文獻(xiàn)[16]中分布參數(shù)的物理模型可知，車體上的電感Lc為自感L的1/2倍。

3.2.3 車體不平衡電壓

單位長(zhǎng)度車體電阻為R3，車體間連接處電阻為R4，故4節(jié)編組城軌列車的車體總電阻R為

R=lR3+3R4

(8)

將圖6中的瞬態(tài)電流I進(jìn)行FFT變換，得到頻域內(nèi)每個(gè)頻率處的電流值I(fg)，fg為第g個(gè)頻率，g=1,2,…,N，N為FFT變換后的頻率個(gè)數(shù)，則在每個(gè)頻率處車體不平衡電壓Uc(fg)為

Uc(fg)=(R+j2πfgLc)I(fg)

(9)

3.3 分析結(jié)果

由圖7所示的容性耦合模型可見：頻域內(nèi)每個(gè)頻率處的PWM編碼器輸出端電壓U12(fg)為

(10)

其中，

通過查閱資料、現(xiàn)場(chǎng)實(shí)測(cè)和等效計(jì)算等方式，得到巴西城軌列車PWM編碼器的相關(guān)參數(shù)取值，見表6。

表6 巴西城軌列車PWM編碼器相關(guān)參數(shù)取值

由式(8)、式(9)可計(jì)算出頻域內(nèi)每個(gè)頻率處的車體不平衡電壓Uc(fg)，通過快速傅里葉反變換(IFFT)得到車體不平衡電壓的時(shí)域波形如圖10所示。由圖10可見：車體不平衡電壓波動(dòng)劇烈，最大值可達(dá)3.55 kV。

由式(3)—式(10)可得頻域內(nèi)每個(gè)頻率處的PWM編碼器輸出端電壓U12(fg)，再根據(jù)式(2)可計(jì)算出PWM編碼器輸出端電壓有效值：當(dāng)PWM編碼器輸出低電平時(shí)，其電壓有效值為9.64 V；當(dāng)PWM編碼器輸出高電平時(shí)，其電壓有效值為183.95 V。將U12(fg)進(jìn)行IFFT變換，得到PWM編碼器輸出端電壓的時(shí)域波形如圖11所示?，F(xiàn)場(chǎng)用示波器捕捉的PWM編碼器輸出端單個(gè)瞬態(tài)電壓如圖12所示，該實(shí)測(cè)電壓峰值約為1.7 kV，與圖11中的峰值1.717 kV基本吻合，驗(yàn)證了上述理論分析和模型的正確性。

圖10 車體不平衡電壓的時(shí)域波形

圖11 PWM編碼器輸出端電壓的時(shí)域波形

圖12 PWM編碼器輸出端的瞬態(tài)電壓

分別將PWM編碼器輸出端的時(shí)域電壓、電壓有效值與表4、表5對(duì)比可知：由于浪涌能量的累積效應(yīng)，當(dāng)PWM編碼器輸出端遭受大約20次這種耦合沖擊電壓時(shí)，會(huì)造成輸出端電阻和MOS管燒損，也解釋了PWM編碼器受電磁干擾時(shí)頻率不高的原因。

4 電磁干擾抑制措施

針對(duì)干擾源的產(chǎn)生機(jī)理，在每根保護(hù)接地線連接車體那端分別串聯(lián)1個(gè)50 mΩ的電阻，以降低通過保護(hù)接地進(jìn)入車體的電流值。串聯(lián)電阻后進(jìn)入車體的瞬態(tài)電流如圖13所示。與圖6相比可見：進(jìn)入車體的瞬態(tài)電流最大值由119.5 A下降至58.75 A，降低了約50%的干擾源幅值。

圖13 保護(hù)接地加50 mΩ電阻后進(jìn)入車體的瞬態(tài)電流

從敏感設(shè)備的角度出發(fā)，PWM編碼器的輸出端電阻和MOS管在遭受如表4中的浪涌沖擊電壓燒損，浪涌沖擊電壓的能量特別大，普通的濾波器無法抑制，故試驗(yàn)中選用型號(hào)為SMCJ24CA的瞬態(tài)電壓抑制器(TVS管)進(jìn)行浪涌沖擊電壓的抑制。PWM編碼器輸出端兩芯線對(duì)地間加裝TVS管后的浪涌沖擊試驗(yàn)電路結(jié)構(gòu)如圖14所示。由圖14可見：當(dāng)電路正常工作時(shí)，TVS管處于截止?fàn)顟B(tài)，不影響正常工作；當(dāng)電路出現(xiàn)異常過電壓并達(dá)到其擊穿電壓時(shí)，它迅速由截止?fàn)顟B(tài)變?yōu)閷?dǎo)通狀態(tài)，提供1個(gè)低阻抗路徑使流向輸出端的瞬態(tài)大電流轉(zhuǎn)而分流到TVS管吸收或泄放至地，從而保護(hù)PWM編碼器不被燒損。

圖14 PWM編碼器輸出端加裝TVS管后的浪涌沖擊試驗(yàn)電路結(jié)構(gòu)

試驗(yàn)結(jié)果表明：PWM編碼器輸出端能抗擊的浪涌沖擊電壓約為3.3 kV，比表4中未加TVS管時(shí)抗擊的1.6 kV提高了約1.7 kV；相對(duì)應(yīng)得該浪涌沖擊電壓耦合至輸出端的電壓有效值約為344.01 V，比表5中未加TVS管時(shí)抗擊的輸出端口電壓有效值提高了約161.58 V。該試驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了TVS管能有效抑制浪涌沖擊電壓，增強(qiáng)了PWM編碼器輸出端口的抗擾性。

綜上采取的2種干擾抑制措施運(yùn)用于巴西城軌列車后，PWM編碼器的輸出端電阻和MOS管燒損問題得到有效解決，再次驗(yàn)證了其有效性。

5 結(jié) 論

(1) 浪涌沖擊電壓是導(dǎo)致PWM編碼器故障的直接原因；當(dāng)PWM編碼器輸出高電平時(shí)遭受一定次數(shù)(不大于20次)且有效值超過182.43 V的浪涌沖擊電壓時(shí)，PWM編碼器的輸出端電阻和MOS管燒損；浪涌沖擊電壓越高，使其燒損所需的浪涌沖擊次數(shù)越少。

(2) 進(jìn)入車體的瞬態(tài)電流為電磁干擾源，是導(dǎo)致PWM編碼器故障的根本原因；車體瞬態(tài)電流在PWM編碼器輸出端耦合的浪涌沖擊電壓有效值為183.95 V，當(dāng)沖擊次數(shù)約20次時(shí)，PWM編碼器會(huì)受到電磁干擾，驗(yàn)證了該干擾源的正確性。

(3) 從干擾源的產(chǎn)生機(jī)理角度，分析了在保護(hù)接地線上串聯(lián)50 mΩ電阻能有效降低約50%的干擾源幅值。

(4) 從敏感設(shè)備的角度，試驗(yàn)驗(yàn)證了分別在PWM編碼器輸出端兩芯線對(duì)地加裝型號(hào)為SMCJ24CA的TVS管后，抗擊的浪涌沖擊電壓提高了約1.7 kV，相應(yīng)地耦合至PWM編碼器輸出端的電壓有效值提高了約161.58 V，增強(qiáng)了PWM編碼器的抗擾性。