一種混合式定頻正激諧振變換器

王浩，姚宇，郭凱

（同濟大學電子與信息工程學院，上海 201804）

0 引言

幾個世紀以來，全球工業化進程不斷加快，工業化在使世界變得更好的同時，也帶來了一系列的問題?；茉吹拇罅渴褂茫瑢е铝藝乐氐沫h境污染和能源浪費，因此，國內外學者一直都在積極探尋如何更加高效地利用能源[1-2]。

作為電能變換中的關鍵環節，功率變換器直接影響了系統的運行穩定性及效率，在能源系統中扮演了重要的角色。為了進一步提升效率和減小功率變換器的體積，高頻化、高功率密度等逐步成為功率變換器的發展趨勢[3-4]。然而，對于傳統硬開關變換器，高頻化也會帶來損耗的提升以及更加嚴重的電磁干擾等問題，制約了功率密度和效率的進一步提升。

為了進一步提升功率密度和效率，諧振變換器的應用越來越廣泛。目前諧振軟開關變換器的研究主要面向LLC變換器和DCX變換器。諧振變換器雖有較好的軟開關特性，但調節能力較差，且通常需要采用改變開關頻率的方式來調節輸出電壓。開關頻率的變化也帶來了一系列問題，主要是增大了磁元件的設計難度，限制了變換器效率的提升[5]。

1 拓撲結構

DCX變換器為不可調節變換器，它有著良好的軟開關特性，但其輸入輸出關系與占空比、負載及諧振參數無關，調節能力存在一定的局限性，通常將其諧振頻率設計在開關頻率附近以達到最高的效率，在需要有較寬調節范圍的應用場合，常使用兩級式結構[6]。文獻[7]提出了一種新穎的具有準零電壓和零電流開關（QZVZCS）的電流饋電型諧振變換器，它可以在分布式電源架構中作為高頻低壓總線轉換器。文獻[8]對文獻[7]所提電路加以改進，引入了副邊鉗位二極管，以降低DCX電路主開關管的電壓應力。在此基礎上，文獻[9]提出了一種正反激式定頻PWM單向諧振變換器，用兩個相同的正反激諧振單元輸入串聯輸出并聯而成，上下完全對稱，通過調節上下兩路的占空比即可調節輸出。除此之外，文獻[10-11]的方法也值得借鑒，文獻[10]所提變換器利用諧振電路與普通正激電路的交替作用，使諧振電路工作于最優化狀態，通過調節正激電路的占空比來調節輸出，獲得一定的調節范圍，但正激部分需增加復位環節。文獻[11]有效利用了諧振電感，對諧振電感部分增加了二次繞組、開關管和整流二極管，構成反激輔助電路，拓寬了原電路的調節范圍，但該電路使用開關管和二極管個數較多，增加了控制的復雜度。通過以上思考并基于文獻[8]所提電路，本文提出了一種混合式定頻正激諧振變換器，通過引入反激繞組及開關管，控制反激部分的占空比，可在開關頻率不變的情況下，獲得較寬的調節范圍。

文獻[8]所提的DCX變換器拓撲如圖1所示：其中L為輸入電感，Lr為諧振電感，常用漏感來代替，Q為主開關管，T為正反激變壓器，Cr為諧振電容，Lm為勵磁電感，SR為同步整流開關管，D1為反激繞組副邊鉗位二極管，C1為二極管寄生電容，C2和Cds分別為同步整流開關管和主開關管的寄生電容。為了解決電流饋電型正激諧振變換器的電壓應力問題，主開關管兩端的電壓應該被鉗位且不影響整體電路的零電壓零電流導通的特性，因此，該DCX變換器應用額外的復位繞組來鉗位變壓器和主開關管兩端的電壓，故該變換器的變壓器采用了三繞組形式，副邊引入復位繞組，既完成了勵磁電流的復位，又可以鉗位變壓器及主開關管的電壓。同時，為提高變換器效率，副邊繞組采用了同步整流技術[12]。

圖1 DCX變換器Fig.1 DCX converter

本文提出的混合式定頻正激諧振變換器拓撲如圖2所示，該變換器通過正激諧振部分與反激部分的共同作用，在開關頻率不變的情況下，僅需改變反激部分的占空比，即可實現輸出電壓的調節。

圖2 本文所提變換器Fig.2 Proposed converter

2 工作原理分析

圖3 所提變換器的主要波形Fig.3 Main waveforms of the proposed converter

如圖3所示為所提變換器的理論波形，由上至下依次是開關管Q1～Q2的驅動信號、諧振電感電流、反激部分原邊電流、正激諧振副邊電流和諧振電容兩端電壓，其中虛線是勵磁電流。從圖中可以很清楚的看出，在一個開關周期內，該變換器經歷了4個模態，各個階段的模態圖如圖4所示。為了簡化電路，方便后續分析，針對穩態工作的情況，做出如下假設：① 開關管、二極管為理想器件，無寄生參數影響，忽略其導通壓降；② L，Co足夠大，可將輸入看作電流源且維持輸出電壓恒定；③ 正反激變壓器T1為帶漏感的變壓器模型，漏感在此處同時充當諧振電感，且漏感遠小于勵磁電感。

圖4 各開關模態等效電路Fig.4 Equivalent circuit of operating modes

各個模態的主要工作過程如下：

模態1[t0～t1]：t0時刻之前，正激諧振部分處于去磁階段，由正反激變壓器T1的反激繞組對該部分完成復位，且開關管Q1的輸出電容和勵磁電感LM諧振可以減小Q1的漏源極電壓，而反激電感中的能量通過副邊整流二極管D3給負載提供能量。t0時刻，開關管Q1和Q2同時導通，由于Q1的輸出電容和LM的諧振作用，Q1近似為零電壓開通，Lr和Cr和T1構成諧振回路，正反激變壓器T1的副邊整流二極管D1開通，諧振部分向副邊傳遞能量，同時，LM上的勵磁電流也不斷增加；Q2開通后，反激變壓器原邊電感開始儲能，根據反激不同的工作模式，反激電流iQ2上升，圖3為反激斷續模式下的電流波形，連續模式時反激電流存在初始值，反激變壓器副邊整流二極管D3關斷。

模態2[t1～t2]：t1時刻，反激開關管Q2關斷，反激變壓器原邊儲能停止，其電壓被鉗位至-Vo*N4/N5，則Q2的vds為Vo*N4/N5+vCr，反激能量轉移到副邊，反激副邊二極管D3開通，反激部分開始為負載提供能量；與此同時，正激諧振部分的狀態保持不變，仍然像模態1一樣向副邊傳遞能量，諧振電流呈正弦變化，勵磁電流不斷增加。

模態3[t2～t3]：經過以上分析可知，諧振電流呈正弦變化，勵磁電流不斷增加，在t2時刻，諧振電流與勵磁電流大小相等，則諧振自然停止，正反激變壓器副邊整流二極管D1零電流關斷，從t2～t3，勵磁電流仍然不斷增加，t3時刻，開關管Q1可近似認為零電流關斷，原邊勵磁電流轉移到副邊繞組；同時，反激部分仍然處于向副邊傳遞能量的階段。

模態 4[t3～t4]：t3時刻，開關管 Q1關斷，復位二極管D2導通，副邊繞組開始復位，正反激變壓器原邊電壓被鉗位在-Vo*N1/N3，Q1的vds為Vo*N1/N3+vCr，反激部分仍為負載提供能量；t4時刻，正激諧振部分復位完成，而反激部分則有可能為斷續模式或連續模式，開始下一個周期。

3 實驗結果及分析

3.1 實驗參數設計

為了驗證上述理論分析的正確性，本文根據所提變換器搭建了42～54 V輸入，48 V/1.8 A輸出的實驗樣機，具體參數見表1。

表1 實驗樣機設計參數Table 1 Parameters of the prototype

考慮到本次實驗電路滿載約86 W，且PQ系列磁芯損耗小，抗干擾能力強，適合用作主變壓器，故采用PQ2620繞制正反激變壓器T1，輸入電感L和反激變壓器T2均采用EE22繞制，諧振電感Lr由正反激變壓器T1的漏感充當，這樣在提高效率的同時也減少了電路的磁性元件數量。根據實際電壓電流應力并考慮一定余量，Q1和Q2均采用FDD2572（150 V，29 A，54 mΩ）。二極管D1、D2、D3使用 STPS10H170C（170 V，10 A，DPAK）。驅動部分使用驅動芯片UCC27524。

3.2 實驗結果

不同電壓輸入情況下，本次實驗截取的波形如圖5所示。從上到下依次為開關管Q1、Q2的驅動波形vGS1和vGS2，正激諧振電流波形iLr，反激電流波形iQ2。從圖中可以看出，變換器一直保持260 kHz的恒定開關頻率工作，且54 V輸入時變換器整體的效率最高，這是因為增益較低時大部分能量通過正激諧振部分傳遞，反激部分僅傳遞少部分能量，而正激諧振部分的效率高于反激部分，此時反激部分基本處于斷續模式。隨著輸入電壓的不斷降低，即變壓器增益不斷增加，則反激部分所占比例不斷增加，反激占空比逐漸增加，可明顯看出48 V輸入時，反激部分已由斷續模式轉換為連續模式，且正激諧振部分傳遞能量減少，故此時效率有所降低；當42 V輸入時，反激部分連續模式不斷增強，傳遞的能量更多，相對而言正激諧振部分幾乎已經停止諧振，僅剩勵磁電流，能量幾乎均由反激部分傳遞，故42 V輸入時變換器整體效率最低，接近于普通反激電路。整體而言，實驗所得波形與理論分析所得較為接近，驗證了理論分析的正確性。

圖5 不同輸入電壓下的實驗波形Fig.5 Waveforms at different input voltages

為了進一步驗證上述變換器的性能優勢，本文搭建了文獻[8]提出的DCX變換器作為參考樣機，采用調頻控制，為了增加調頻控制的調節范圍，使其與實驗樣機具有相同的輸入電壓范圍，適當減小了正反激變壓器的勵磁電感[13]，增大諧振電感，并同時減小了諧振電容，其他器件和滿載功率與實驗樣機相同，參考電路具體實驗參數見表2。

表2 參考樣機設計參數Table 2 Parameters of the reference prototype

實驗樣機和參考樣機所得效率曲線如圖6所示。分析實驗結果可知，54 V輸入時，新拓撲諧振部分傳遞大部分能量，此時效率最高；參考電路此時開關頻率的范圍是460～700 kHz，開關損耗占總損耗的比重較大，隨著負載加重，開關頻率下降，由0.6 A時的700 kHz降低到1.8 A時的460 kHz，開關損耗降低，故參考電路效率曲線隨著負載加重效率上升。48 V輸入時，新拓撲諧振部分傳遞能量比例下降，效率降低；參考電路此時開關頻率范圍是340～600 kHz，開關損耗下降，因此相率較54 V時有所提升。42 V輸入時，新拓撲中反激部分傳遞大部分能量，故效率繼續下降；參考電路開關頻率持續下降，范圍是180～300 kHz，且變壓器匝比6:7使該狀態下參考電路更接近于完全諧振的工作狀態，故而此時新拓撲效率不如參考電路?？傮w而言，諧振拓撲調頻增加了頻率變化范圍，提升了電路磁元件設計的難度，參考樣機大多數情況下效率低于新拓撲；為增大諧振拓撲的調節范圍，需增加新的磁性元件充當諧振電感Lr，這也降低了諧振拓撲的功率密度，且參考樣機效率波動較大。由此可見，本文提出的混合式定頻諧振正激變換器在較寬的輸入范圍變化情況下，整體上具有較高效率，且控制簡單，磁元件設計方便，更適合應用于二次電源場合。

圖6 不同輸入電壓下的實驗效率Fig.6 Efficiencies at different input voltages

4 結論

本文針對小功率通信電源的應用場合，優化了DCX變換器，提出了一種具有寬范圍輸入的混合式定頻正激諧振變換器。該變換器通過正激諧振部分與反激部分輸入并聯，拓寬了DCX變換器的調節范圍，也增加了諧振變換器的應用場合。同時，結合實踐搭建了實驗樣機與參考樣機，證明了理論分析的正確性，為小功率應用場合提供了一種可行的方案。