基于數字信道化的DRFM設計

石遠東,顧 軍

(中國船舶重工集團公司第七二三研究所,江蘇 揚州225101)

0 引 言

隨著信號處理技術的高速發展,雷達的工作帶寬越來越寬。目前調制帶寬超過1 GHz、捷變帶寬達到4 GHz的雷達已經投入使用。為了快速截獲雷達信號,并且對其實施有效干擾,需要研究寬瞬時帶寬的接收機和干擾機。

基于數字信道化技術的寬帶數字接收機目前已經得到了廣泛應用。寬帶數字化干擾源主要采用高速模數轉換(ADC)采樣、全帶寬信號存儲調制、高速數模轉換(DAC)恢復的方案。采用此方案的數字化干擾源將全帶寬信號進行存儲,并同時進行頻域調制,算法相對簡單易實現,但需要消耗大量的硬件資源,而且對同時到達信號的處理能力較弱。本文研究了一種基于數字信道化的數字射頻存儲(DRFM)結構,利用子信道數據實現干擾信號的時域、頻域調制,同時采用2倍過采樣技術有效抑制了相鄰信道之間的信號混疊,實現了信號的近似重構。文中首先推導了信道接收和發射的多相濾波數學模型,然后使用Matlab進行了寬帶信號合成、多信號干擾調制仿真,驗證了算法的可行性。

1 信道化DRFM模型

1.1 信道化接收原理及其框圖

數字信道化是多數據率信號處理的一個分支,接收是將全帶寬信號劃分為K個子頻帶,每個子頻帶信號與相對應的中心頻率混頻到零中頻,然后經過一個帶寬為信道寬度的低通濾波器,最后經過D倍抽取產生K路基帶正交信號[1]。信道化接收原理框圖如圖1所示。

采用圖1結構的信道化接收機覆蓋了采樣信號的全部頻帶,具有全概率截獲能力。但是當ADC采樣速率很高時,計算量過大,不易工程實現。下面利用多相濾波結構推導一種高效的實現方法。

根據圖1,第k個信道的輸出yk(m)為:

圖1 信道化接收原理框圖

式中:s(n)為輸入信號;h(n)為原型低通濾波器的系數;K為信道數目;D為子信道抽取倍數。

一般信道化模型采用K=D的結構,即子信道抽取倍數等于信道數目,亦稱為臨界采樣模型[2]。采用臨界采樣模型的子信道數據雖然可以獲得更低的數據率,但是在信道重構時子信道的過渡帶分量會與帶內信號發生混疊。為了不產生頻譜混疊,需滿足即子信道抽取倍數小于等于信道數目的一半[3]。本文中取D=K/2,同時令sp(m)=s(mK-

根據上述公式推導,可以得到基于多相濾波結構的數字信道化接收模型,如圖2所示。第k路子信道信號yk(m)是輸入信號s(n)經過抽取、多相濾波、離散傅里葉逆變換的結果。基于多相濾波結構的信道化接收模型具有以下幾個優點:在數字濾波之前先進行抽取降速,降低了濾波過程的運算量;濾波器hp(m)為原型低通濾波器的多相分量,階數減小到原來的1/K;離散傅里葉逆變換(IDFT)可以通過反快速傅里葉變換(IFFT)快速算法來實現,提高了運算效率。因此,多相濾波結構降低了系統的數據率,提高了實時處理能力,滿足了實際工程應用的需求。

圖2 多相濾波結構的信道化接收模型

1.2 信道化發射原理及其框圖

假設需要同時發射I個基帶復數信號mi(k)(i=0,1,…,I-1),信號帶寬為Bw,并具有相同的采樣頻率fs。首先對I個基帶信號進行I倍內插和低通濾波,得到基帶數字頻譜帶寬變為。然后分別乘以移頻因子ejωin,將基帶信號上變至ωi處,其中將這I個信號相加,可以得到發射信號y(n)。原理框圖如圖3所示。

圖3 信道化發射原理框圖

圖3 的信道化發射原理框圖雖然實現了多通道的同時發射,但實際上是一種多通道并行疊加的方法,實現效率低下。下面推導基于多相濾波結構的數字信道化發射模型:

式中:h(n)為原型低通濾波器系數;I為信道數;m′i(n)為第i路輸入信號mi(n)進行D倍內插的信號,為了與信道化接收模型相匹配,取內插值等于信道數的一半,即D=I/2。

式中:mp(r)為第i路輸入信號mi(l)與符號因子(-1)ir相乘后進行離散傅里葉逆變換的結果。

根據公式推導,可以得到基于多相濾波結構的數字信道化發射模型如圖4所示。由圖4可知,IFFT與濾波運算位于D倍插值之前,大大降低了運算速率,每一信道的濾波器系數變為原型濾波器的多相分量,降低了運算量,有利于實際的工程實現。

圖4 多相濾波結構的信道化發射模型

1.3 基于信道化的DRFM設計

本文設計的基于數字信道化的DRFM系統結構如圖5所示。這個系統由下變頻模塊、高速ADC、信道化接收、信號檢測、干擾控制、存儲調制、信道化發射、高速DAC和上變頻模塊組成。

圖5 數字信道化DRFM系統結構圖

整個系統的工作流程如下:

(1)經過天線接收后的射頻信號與本振信號進行混頻,將信號下變頻至高速ADC模塊的處理頻帶內。

(2)使用高速ADC模塊對中頻模擬信號進行數字化處理,將數字信號送給信道化接收模塊。

(3)信道化接收模塊對高速采樣信號進行信道化處理,產生多信道低數據率的正交信號。

(4)信號檢測模塊對每一信道的信號進行檢測,若信號超過檢測門限,則對信號進行參數測量,計算信號的幅度、頻率、到達時間、脈寬等參數,將測量結果送給干擾控制模塊,同時將原始信號送給存儲調制模塊。

(5)干擾控制模塊對參數測量結果進行分析,并控制存儲調制模塊產生相應的干擾樣式。

(6)存儲調制模塊將需要干擾的子信道數據進行時域、頻域調制,將調制后的數據送給信道化發射模塊。

(7)信道化發射模塊將子信道調制數據合成一路高速數據,不需要干擾調制的子信道數據全部置“0”。

(8)高速DAC將合成后的高速數據轉換成模擬信號,最后經過上變頻模塊轉發出去。

圖5中的DRFM系統采用寬帶數字信道化技術,具有寬瞬時帶寬、大動態范圍、能處理同時到達信號等優點。干擾時只需要對包含雷達信號的子信道信號進行干擾調制,與一般結構的DRFM系統相比,具有如下優點:

(1)節省了大量存儲器和乘法器資源、大大減少了干擾調制運算量,有利于設計更加精細化的干擾樣式。

(2)具有同時多信號干擾能力。當同時到達的信號位于不同子信道時,對這些子信道信號分別進行不同參數的干擾調制,再經過信道化合成就可以實現多信號不同干擾樣式的同時調制,提高干擾效能。

(3)信道化合成時只送入需要干擾的子信道數據,其余子信道數據全部置“0”,可以有效抑制噪聲,提高輸出信號的信噪比。

2 仿真驗證

利用Matlab仿真驗證信道化接收、發射算法的有效性。假設高速ADC、DAC的采樣速率為2 000 MHz,信道數為32個,則子信道帶寬為62.5 MHz,原型低通濾波器頻率響應如圖6所示。

圖6 原型低通濾波器頻率響應

2.1 寬帶跨信道信號合成仿真

假設ADC采樣信號為一寬帶線性調頻信號,脈寬15μs,調頻帶寬150 MHz,信號中心頻率500 MHz,頻域波形如圖7所示。輸入信號分別覆蓋了8、9、10 3個子信道,圖8、9分別是輸入信號經過信道分解后第8、9、10子信道的時域、頻域波形。

圖7 輸入信號頻域波形

圖8 子信道時域波形

圖9 子信道頻域波形

由圖8子信道時域波形可知:線性調頻信號首先進入第8個信道,然后依次進入第9、10個信道,說明該調頻信號是正斜率調制,這與理論分析是一致的。在進行信道合成時,將第8、9、10個信道數據同時送入信道化發射模塊,其余輸入通道數據全部置“0”,信道合成后的輸出數據頻譜如圖10所示。該圖與圖7輸入信號頻域波形基本一致,只是輸出頻譜在信道相鄰處有明顯“凸起”。這是由原型濾波器的非理想矩形特性引起的。通過優化原型濾波器,可以減小“凸起”,使功率起伏控制在±0.1 dB,從而驗證了信道化合成算法的正確性。

圖10 輸出信號頻域波形

2.2 同時到達信號合成仿真

假設同時輸入2路線性調頻信號,信號1中心頻率340 MHz,調制帶寬20 MHz,位于第6、7個子信道;信號2中心頻率560 MHz,調制帶寬5 MHz,位于第10個子信道。對這2路信號同時進行頻域調制。為了方便觀察,分別調制較大的頻率偏移量:第6、7個子信道信號調制-5 MHz,第10個子信道信號調制+10 MHz。將第6、7、10個信道數據同時送入信道化發射模塊,其余輸入通道數據全部置“0”。輸入、輸出信號頻域波形如圖11所示。輸出信號1中心頻率為335 MHz,輸出信號2中心頻率為570 MHz。2個信號分別完成了-5 MHz、+10 MHz的頻率偏移,與理論分析完全一致。

圖11 同時到達信號頻域輸入、輸出波形

3 結束語

本文闡述了一種基于數字信道化技術的DRFM系統,該系統具有頻率覆蓋范圍廣、系統靈敏度高、可實現同時多信號干擾等優點。使用Matlab對設計進行了仿真驗證,證明了設計方法的可行性和正確性。本設計可應用在寬帶有源干擾機的工程實踐中,具有很好的實用價值。