一種高電壓輸入雙路輸出功率放大器電源設計

張 俊,楊 亮,王 杰,付寒瑜,喬照洋

(中國船舶重工集團公司第七二三研究所,江蘇 揚州225101)

0 引 言

隨著現代雷達系統中大功率固態功率放大器的廣泛運用,高功率密度的高頻開關電源作為其供電電源受到廣泛重視。由于大功率射頻功率放大模塊是通信系統的核心部件,因此固態功率放大模塊供電電源的設計與可靠性研究就顯得相當重要[1-2]。針對大功率固態射頻功率放大模塊大脈沖電流、快上升沿、大占空比、多路供電的負載需求特性,為其供電的電源模塊必須具備高品質和高可靠性,還需要完善的邏輯保護措施,在不同情況下保護功率放大模塊[3]。

本文結合固態功率放大模塊的負載特性,分析研究針對固態功率放大模塊的邏輯保護電路,設計輸入電壓300 V,輸出電壓28 V和9 V,輸出功率200 W的高輸入電壓、高功率密度、多路輸出組件電源。

1 電源方案設計

針對基于大功率Ga N功率放大器的固態功率放大模塊,其供電電源基本技術指標如表1所示。

針對DC300 V高輸入電壓,組件電源第1級采用半橋拓撲,可以在高集成度電源模塊內很好地簡化平面變壓器設計和開關管選擇[2]。電源系統如圖1所示。

圖1 電源系統框圖

DC 300 V直流電經過緩沖電路和濾波電路,送到半橋直流變換電路中,得到DC 28 V直流電壓。28 V分2路:一路經過浪涌抑制電路和邏輯控制開關直接給固態功率放大模塊中射頻放大器件供電;另一路送到BUCK直流變換電路中,再經過低壓差線性穩壓器輸出超低紋波DC 9 V直流給功率放大模塊中控制和驅動電路供電。DC 28 V輸出增加輸出浪涌抑制和邏輯開關,可以針對固態功率放大模塊的異常狀態進行快速保護,切斷DC 28 V,避免固態功率放大模塊內部的功率放大管損壞。DC 9 V輸出增加一級低壓差線性穩壓器(LDO),進一步降低輸出紋波和有效實現浪涌抑制,降低對功率放大模塊中控制電路的噪聲影響。此外,通過加電控制保護單元實現輸入過壓、輸入欠壓、輸出短路、輸出欠壓、輸出過壓故障檢測和28 V輸出邏輯控制。

電源模塊中9 V為射頻功率放大器提供輔助電源和Ga N射頻功率模塊的偏置電源,28 V提供Ga N射頻功率放大器的主電源。

具體組成如圖2所示。

圖2 高輸入電壓高功率密度多路輸出組件電源原理框圖

1.1 高壓半橋隔離DC/DC電路設計

針對高密度電源模塊300 V高壓輸入和大功率輸出,設計采用半橋拓撲結構,如圖3所示。半橋拓撲可以將開關管的電壓應力相對正激結構減少一半,變壓器使用率可以接近100%,變壓器的體積相對正激減少一半,有效開關頻率也能提高一倍[4]。后級采用同步整流技術,進一步提高組件電源的滿載效率。

圖3 高壓半橋隔離DC/DC電源拓撲

為了滿足電源模塊的高功率密度需求,設計變換器工作頻率為200 k Hz,利用高開關頻率進一步降低平面變壓器、輸入輸出電容和輸出電感的大小。為了防止半橋橋臂共通,設計最小死去時間為200 ns,變換器的最大占空比為92%,半橋電路平面變壓器變比為:

式中:Vin(min)為最小輸入電壓;Dmax為最大占空比;Vo為輸出電壓;Vf為同步整流管壓降。

考慮一定設計余量,選取變壓器變比為4。由此可推出變壓器初級最低電壓為:

式中:Vab(min)為變壓器初級電壓。

由此可得半橋電容橋臂的電壓最大紋波電壓為:

根據最大紋波電壓,由下式可得到電容橋臂的最小電容值:

式中:Q為電容器中電荷;η為電源效率。

根據計算結果,選擇4片250 V/0.22μF高頻瓷片電容器,2個并聯為1個橋臂。

控制電路采用高集成度控制芯片LM5035A,LM5035A半橋控制器/門驅動電路包含了必要功能來實現半橋拓撲電源轉換器使用的線電壓前饋電壓控制模式,并輸出同步整流驅動,簡化了后級同步整流驅動設計。控制器內部硬件嵌入輸入過壓、輸入欠壓、內部過熱、可調軟啟動、逐周期過流保護電路,設計相應外圍電路可以提高電源模塊的可靠性。LM5035A的外圍電路設計如圖4所示。

圖4 LM5035A控制芯片外圍控制電路

1.2 功率平面變壓器的設計

平面變壓器因為特殊的平面結構和繞組的緊密耦合,大大降低了高頻寄生參數,極大地改進了高功率密度開關電源的工作表現,近年來在開關電源領域得到了廣泛的應用。平面變壓器中的平面印制繞組[5]使得生產過程中的變壓器各繞組相互間具有精確的間距,產生的高頻寄生參數一致性高,因此允許用自動組裝設備批量生產,可以大大提高每個變壓器的重復一致性及可靠性,避免了常規變壓器手工繞制帶來的不規則性和不穩定性。采用印制繞組的平面變壓器設計,為了更好地減小漏感、解決初次級耐壓問題、縮減主基板的層數,將變壓器的初次級分開設計,充分利用印制板絕緣強度高的特性。大電流次級繞組設計在主基板中,高壓初級繞出單獨繪制,并嵌入變壓器中,將次級繞組夾在中間,利用PSSP結構降低漏感。

電源額定輸出功率P0≥200 W,變壓器磁芯采用PQ32的PC95材質鐵氧體磁芯。為了減小磁芯的鐵損,通常選定飽和磁通密度Bs的1/2到2/3,查表根據PC95材質的飽和磁通密度選取最大磁通密度Bmax=0.15 T。計算初級繞組匝數:

式中:Np為初級匝數;Vinmax為最大輸入電壓345 V;kf為電流波形系數4;Ae為PQ32的有效磁芯截面積120 mm2。

初級取整12匝,由上面計算的變壓器變比n=4.12,取整得到變壓器次級匝數為3匝。

考慮繞組線包的銅損導致的溫升,設計線圈的溫升為20℃,取對應的電流密度J為20 A/mm2[6-7]。變壓器初次級繞組印制線寬度由下式計算所得。

式中:H=70μm,為印制線覆銅厚度。

其中次級繞組分為2個繞組并聯,各繞組3.14 mm線寬。

1.3 28 V輸出電容設計

由于電源后級負載射頻功率放大模塊為脈沖負載,28 V輸出的負載電流從0上升到20 A的時間約為50 ns,變換的開關頻率設計為200 k Hz。DC/DC變換器的控制回路存在延遲,來不及響應輸出電壓的變化情況,不能將輸入電源的能量及時傳遞到輸出電容,以補充負載從電容上消耗的能量。因此在50 ns的上升時間內,負載所消耗的能量只能從電容上拉取。由于鋁有機聚合物電容具備穩定的溫度特性、極低的等效阻抗(ESR)和阻抗特性以及長壽命、高可靠性,組件電源的輸出濾波電容采用固態鋁電解電容和陶瓷電容的組合。電源28 V輸出采用鋁有機聚合物電容并聯,單只電容容量C=390 μF,RESR=18 mΩ。

以28 V輸出從0上升到20 A的上升/下降時間為50 ns,對28 V輸出電壓的頂降和跌落進行評估。電容在高頻下等效為電容和等效串聯電阻、等效串聯電感的串聯模型,在上升時間內,負載電容上的電壓跌落應該是電容和等效電阻、等效電感三者共同作用的結果。設計采用5只電容并聯,總電容量Cout=1 950μF,RESR=3.6 mΩ,降低輸出電容ESR的同時,降低單個電容的熱耗,并且減小對單個電容脈沖電流技術指標的需求。考慮輸出電容的引線和印制板走線,預計5只電容并聯后加上到電源輸出端引線的等效電感(ESL)LESL=0.5 n H。

對以上數據進行計算,由電容產生的跌落電壓為:

式中:fc為DC/DC電路回路的穿越頻率,取開關頻率的1/10為20 k Hz。

在負載上升時間內,總的跌落電壓ΔU≈354 m V,而影響最大的為ESL產生的跌落與過沖。電容規格書給出的電容頻率特性顯示,在頻率為100 k Hz～300 k Hz內,電容本身的阻抗特性主要為ESR,因此通過改善輸出電容的印刷電路板(PCB)布線工藝和減小電容的引線電感來降低ESL即可將跌落與過沖降低。

1.4 高壓半橋電路閉環仿真

針對射頻功率放大模塊對28 V的高脈沖電流、快前后沿(大于0.4 A/ns)、大脈寬(大于150μs)、高占空比等負載特性經行電路參數的理論計算和SABER仿真驗證,主要對高壓半橋28 V電源的脈沖負載特性進行研究。結果表明,通過增加輸出電容、減小輸出頂降、并聯大量低ESR瓷片電容減小、調節電路環路參數,增加負載動態特性,可以實現射頻功率放大模塊負載特性對28 V電源的技術要求。仿真結果如圖5所示。

1.5 BUCK降壓電路的設計

BUCK降壓電路采用LM5117芯片設計,該電路在高重頻開關變換的基礎上采用同步整流技術,用低導通電阻的MOS管代替肖特基整流二極管,減小了開關導通時的靜態損耗,提高了BUCK電路的效率。為了后級低壓差線性穩壓器的正常輸出,設計BUCK輸出9.5 V。該電路的原理圖如圖6所示。

圖5 28 V脈沖負載仿真圖

圖6 BUCK降壓原理框圖

具體電路圖如圖7所示。

1.6 低壓差線性穩壓電路設計

由于射頻功率放大模塊中控制電路對供電電源紋波(小于50 m V)和穩定性要求很高,9 V輸出增加了一級低壓差線性穩壓電路。設計采用4個線性穩壓芯片LT3080并聯,并經過均流電阻輸出。該芯片具有低壓降的特點,輸入電壓比輸出電壓高350 m V芯片就能正常工作,這個特點大大減小了線性穩壓器的損耗。4個并聯最大輸出4.4 A,并且使得電源輸出紋波控制在50 m V以內。電路圖如圖8所示。

1.7 28 V輸出的浪涌抑制和邏輯開關設計

為了更快更好地保護射頻功率放大模塊不受損壞,在電源故障和外部關斷控制使能有效時,在保證DC 9 V正常輸出的情況下,通過末級MOS管關斷DC 28 V輸出,DC 28 V輸出的浪涌抑制和邏輯開關電路如圖9所示。并且通過浪涌抑制電路設計,對組件輸入電壓DC 28 V進行更好的過壓保護和過流保護。LT4356-3可以有效地檢測輸出電壓,當輸出電壓高于30 V,LT4356-3可以控制MOS管V2、V3,使得輸出電壓維持在30 V,短時間內起到線性穩壓器的作用。并且在輸入過壓持續較長時間時,關斷MOS管,切斷DC 28 V輸出,并報出故障信號。當輸出電流過大(大于30 A),電阻R1兩端電壓超過50 m V時,LT4356-3同樣可以限制輸出電流,并且在持續過流時切斷輸出,上報故障信號。利用此電路,可以有效地抑制輸出電壓電流過沖,保護射頻功率放大模塊免受過壓和電流浪涌損壞。

圖7 LM5117 BUCK降壓電路原理圖

圖8 低壓差線性穩壓電路原理圖

1.8 控制保護電路設計

為了確保射頻功率放大模塊安全可靠地工作,需要對主電源28 V和輔助電源9 V進行實時狀態檢測和邏輯控制,及時響應電源模塊的故障、放大器模塊的異常狀態和系統加電/放電信號,通過加電/放電時序控制,達到對放大器模塊的保護。

控制保護電路包括電源自身的狀態監測和故障保護,還有針對后端射頻功率放大模塊特殊加電時序要求的邏輯控制電路。

電源自身的狀態監測和故障保護包括輸出電壓電流檢測,輸入過/欠壓、輸出過/欠壓和輸出過流保護。邏輯控制電路主要功能:28 V電源的輸出控制,28 V電源、外部控制信號以及9 V電源的邏輯控制和保護,同時送出狀態或故障信號。

具體控制邏輯和正常加電控制時序如圖10、圖11所示。

圖9 28 V輸出的浪涌抑制和邏輯開關電路

電源啟動時,28 V隔離電源啟動,當28 V電源達到后級9 V啟動閾值時,9 V電源啟動。當9 V超過欠壓閾值后,28 V輸出邏輯開關受外部控制信號控制。設計9 V電源的輸出電容較前級28 V電源輸出電容大一個量級,確保9 V異常斷電時,在9 V跌落到安全電壓之前,保證射頻功率放大器上的輔助電源和偏置電源,并迅速切斷射頻功率放大器負載上的的28 V,如圖10所示。因為9 V電源由28 V降壓所得,28 V故障關斷時,9 V必然隨之關斷,滿足設計需求。

圖10 控制邏輯框圖

圖11 控制時序圖

2 樣機測試

樣機測試數據如表2所示。

表2 樣機測試數據

3 結束語

通過樣機試制,并結合脈沖電子負載測試,主要技術指標滿足相關設計需求。最終實際配合固態射頻功率放大器負載進行測試,證明相關電源架構技術和保護設計滿足固態射頻功率放大器的工作要求。