星間高速激光通信解調器并行結構設計

郭琦康 ，李國通 ，張 軍 ，馮 磊

（1.中國科學院上海微系統與信息技術研究所，上海200050；2.上海微小衛星工程中心上海201203；3.上海科技大學信息學院，上海201210；4.中國科學院大學北京100049）

隨著通信技術、多媒體業務的快速發展以及航空航天技術的進步，社會對信息的需求量也越來越大，每個行業領域都對通信傳輸速率及信息量提出了越來越高的要求。衛星通信技術作為其中關鍵的一環，對其傳輸信息量與實時性的要求也日益提高，對數據率的要求已經向數Gbps發展，傳統的微波通信數據傳輸率已不再滿足未來的信息高速化。而衛星激光通信相比于微波通信優勢明顯，體現在其通信速率高，沒有頻率干擾，抗干擾能力強，不易被截獲，并且其終端設備質量輕、體積小、功耗低而且通信距離更遠。因此各個國家都在積極的推進衛星激光通信技術研究[1-4]。

調制解調技術是衛星激光高速通信的核心技術之一，為了保證其高速率通信信息傳輸的可靠性，對高性能的調制解調提出了新的要求。隨著數字IC的不斷發展，數字調制解調器得到了越來越廣泛的應用[5]。但現有的數字解調器符號速率基本都限制在數字芯片的最高處理速度，如果采用傳統的串行的數字解調技術難以突破主時鐘頻率的限制達到Gbps。為了進一步提高數字解調器的解調速率，用并行化思想將高速率數據經多路分流到各個支路，采用并行結構[6-8]降低處理速率。

APRX[9]結構是基于頻域相乘等價于時域卷積思想，通過DFT在頻域實現低通和匹配濾波的頻域并行結構。文中基于APRX結構對高速率數據正交數字下變頻、頻域匹配濾波等解調步驟的并行處理進行了研究，同時針對該并行處理計算進行了優化，以減少硬件資源消耗，便于硬件實現。

1 高速并行解調器

數字衛星通信和數字無線通信信道是典型的帶寬受限信道，由文獻可知，MPSK調制在抗干擾能力和頻帶利用率方面都優于MASK和MFSK調制，因此數字衛星和無線通信都廣泛使用MPSK調制[10]，從最初的BPSK到QPSK，再到8PSK，目前投入使用的高速通信接收機多采用QPSK調制。但隨著高速通信系統對傳輸速率和傳輸帶寬要求的不斷提高，現如今MQAM、MAPSK等更高階調制得到了越來越多的研究與應用。本文選擇了QPSK調制、32路并行方式，較好的兼顧傳輸速率和誤碼率性能。

高速解調器并行結構的設計流程如圖1所示，整個解調器由下變頻器、ADC、串轉并模塊、正交數字下變頻[11]、DFT、頻域匹配濾波、IDFT、同步模塊組成。具體工作過程是：低中頻信號數據流經過高速ADC的4倍采樣后，并行FIFO將4路數據以1：8串并轉換為32路數據，再將32路數據進行正交數字下變頻。由于DFT后的頻域相乘操作是循環卷積過程，因此采用重疊保留法即緩存上一次操作32路數據得到64路數據以求正確的線性卷積操作值[12]。然后經過DFT后在頻域進行匹配濾波即簡單的相乘操作，再經過IDFT通過同步操作后得到解調后的并行數據，最后通過并串轉換模塊采樣后即能得到串行的解調數據流。匹配濾波器的長度為33，DFT點數為33-1+32=64點。

圖1 高速解調器并行結構框圖

2 并行模塊化設計與優化

2.1 免混頻正交數字下變頻

對于中頻解調結構，如果還采用低通采樣定理確定ADC采樣率fs，要求的采樣率過大硬件將沒法滿足。根據帶通采樣定理，可以用較低的采樣速率對中頻信號進行無失真采樣[13]，當采用fc=Rs,fs=4Rs時，在不考慮頻偏情況下，假使我們接收到的中頻信號為：

式（1）中的I(t),Q(t)分別是接收信號的I、Q分量，則經過采樣后的信號為：

由式（2）可知，經過4倍采樣后得到的信號已經是I、Q兩路交替的基帶信號，再對采樣后的信號進行部分取反、奇偶分路抽取插零即可得到免混頻數字下變頻后的I、Q兩路信號，即I(n)=[I(0),0,I(2),…]，Q(n)=[0,Q(1),0,Q(3),…]。由此可知該方案中無需進行混頻數字正交下變頻，省略了混頻這一步一直需要計算的步驟。

2.2 頻域匹配濾波器

在經過免混頻正交數字下變頻后，再經過重疊保留法數據重排后，每一次得到I（奇數點）、Q（偶數點）兩路相互交替的64點數據，該數據進入DFT模塊做64點DFT時，64點DFT/IDFT可以通過基-4FFT/IFFT算法以較少計算量快速實現[14]。64點DFT公式：

可以令

則式（3）可以表示為：

由上式可知，64點的基-4FFT可分解為三級基本運算。基本運算單元4點FFT蝶形單元如圖2所示。

圖2 4點FFT蝶形運算流圖

做I路（Q路）DFT時，由于偶數路（奇數路）數據全為0，等價于在由輸入的I、Q奇偶混合數據做FFT時，在第三級蝶形運算時只計算其中的第一級加法[15]。因此第三級蝶形運算將奇數路（1，3，…）的數相加即可得到I路64點FFT結果，偶數路（2，4，…）數相加即可得到Q路64點FFT結果。在此過程中，I、Q兩路各64點的FFT運算優化為一路的64點FFT運算，節省計算復雜度，但并不影響最終結果。

由于匹配濾波器是N1=33點奇數點的偶對稱FIR濾波器，具有線性相位特性[13]，其中DFT點數為N：

由DFT性質可知：

由式（8）可知N1=33,N=64時，可以利用H?(k)=ejπk/2H(k) 來替換復數的H(k)做匹配濾波計算，最后做IDFT時取中間32點作為輸出結果即可。由于H?(k)都是實數，因此該運算可由原先的復數相乘運算簡化為實數與復數相乘運算，節約了至少13運算復雜度。

圖3 頻域匹配濾波簡化實現

1）對免混頻數字下變頻和重疊保留法得到的64點數據，做改動的DFT變換，得到頻域I、Q各64點信號；

2）對匹配濾波器h(n)計算其線性相位的64點DFT變換

3）簡化的頻域匹配濾波如式（9）：

4）對濾波結果做IDFT得到I、Q各64點，取中間32點輸出，對I、Q兩路的數據按符號峰值點1：4抽取得到解調數據。

3 仿真實驗

通過上述分析可知，該架構下對數字正交下變頻、DFT/IDFT和頻域匹配濾波做了計算優化，在matlab上對以上構架流程做如下參數仿真：調制方式為QPSK，匹配濾波器采用延時為4，α=0.5[16]的33點根號升余弦函數濾波器，其中信號與采樣參數為fc=Rs=600 MHz,fs=4Rs=2.4 GHz。

在不考慮定時誤差和頻偏誤差情況下，仿真得到的解調后星座圖如圖4所示，誤碼率曲線與理論曲線的對比如圖5所示。

圖4 信號解調后星座圖

由圖可以看出，在無定時誤差和頻偏誤差情況下該高速解調器并行結構優化設計可以解調得到正確的星座圖，并且其實現結構基本沒性能損失。

圖5 解調并行結構誤碼率

4 結束語

文中針對星間激光高速通信，提出了一種基于APRX結構免混頻數字下變頻、頻域匹配濾波的并行解調構架，并對頻域內的計算做了大量簡化，以節省硬件消耗資源。通過matlab仿真表明，該構架可以顯著提高解調器處理速率并且不影響系統解調性能。