某離軸盒檢測儀調(diào)幅信號激勵源設(shè)計

王東鋒，杜曉偉，張 濤，羅湘燕

(空軍工程大學 航空機務(wù)士官學校，河南 信陽 464000)

采用離軸發(fā)射方式的某發(fā)射導(dǎo)彈可及早捕獲、跟蹤目標，增加發(fā)射機會，且不需要導(dǎo)彈縱軸在發(fā)射時每一瞬間都沿著瞄準線對準目標，可彌補載機機動性能的不足。離軸發(fā)射必須在離軸盒控制下進行，由于離軸盒功能的可靠性對于該導(dǎo)彈的發(fā)射具有重要意義，因而需要對離軸盒功能進行可靠性定檢。對該離軸盒進行定檢需要若干路調(diào)幅信號作為截獲指示信號，該信號作為激勵信號，用以驅(qū)動離軸盒輸出導(dǎo)彈的離軸發(fā)射信號[1]。傳統(tǒng)調(diào)幅信號通常采用晶體管分離元件或者普通集成調(diào)幅電路實現(xiàn)，往往具有電路復(fù)雜、調(diào)幅精度低以及對輸入調(diào)制信號功率要求較高等缺點。為簡化調(diào)幅信號激勵源設(shè)計，提高信號處理精度，本文基于高性能ARM7型微處理器STM32F103RCT6控制平臺，采用四象限、高精度模擬乘法器AD633實現(xiàn)上述調(diào)幅信號的發(fā)生設(shè)計，并基于Proteus仿真軟件對調(diào)幅信號的發(fā)生電路進行了仿真驗證。

1 調(diào)幅信號的仿真設(shè)計

根據(jù)調(diào)幅的定義可知，當載波的振幅值隨調(diào)制信號的大小呈線性變化時即為調(diào)幅信號。取載波信號uc(t)=Ucmcosωct，調(diào)制信號uΩ(t)=UΩmcosΩt，則調(diào)幅信號的定義如下[2]：

uAM(t)=Ucm(1+MacosΩt)cosωct

(1)

式中，Ucm為載波振幅；Ma為調(diào)制指數(shù)。則可看出，uAM(t)是振幅隨低頻調(diào)制信號角頻率Ω變化的調(diào)幅信號。式1表明，調(diào)幅信號可看做低頻調(diào)制信號和高頻載波信號的乘法運算處理。

調(diào)幅信號的乘法運算可通過集成模擬乘法器AD633來實現(xiàn)。該芯片是一個經(jīng)激光校準的、誤差僅為滿量程2%的模擬乘法器。在輸出信號帶寬為1 MHz的條件下，其輸出信號壓擺率可達20 V/μs，具有很高的調(diào)幅信號處理速度。AD633可以設(shè)置為多種不同的模擬計算功能，主要的應(yīng)用包括調(diào)制/解調(diào)、自動增益控制、功率測量、壓控放大器和倍頻器[3]。該模擬乘法器由高阻抗差分輸入X、Y，高阻抗求和輸入Z以及低阻抗電壓輸出W組成。

模擬乘法器AD633工作原理圖如圖1所示，圖1中，X1、X2、Y1、Y2和Z為信號輸入端，VS+和VS-為工作電源輸入端；W為信號處理結(jié)果輸出端。

圖1 模擬乘法器AD633工作原理圖

AD633可通過內(nèi)置電壓/電流轉(zhuǎn)換器將輸入信號轉(zhuǎn)換為差分電流，這些電流再由內(nèi)置乘法模塊實現(xiàn)乘法運算。內(nèi)置放大器匯流節(jié)點Z允許用戶添加2個或更多的乘法運算輸出，配置各種模擬計算功能。AD633的信號運算傳遞函數(shù)如下：

(2)

根據(jù)檢測要求，所需的截獲指示信號必須為由載頻2 kHz方波信號和調(diào)幅150 Hz正弦信號合成的峰峰值5.0 V調(diào)幅信號。為滿足該調(diào)幅信號的要求，可將X2、Y2和Z等3個輸入端接地，即輸入信號X2=0，Y2=0，Z=0，并取X1為振幅5 V、150 Hz低頻正弦調(diào)制信號,Y1為幅值5 V、2 000 Hz高頻方波載頻信號，則其輸出信號振幅為：

該調(diào)幅信號的輸出可采用Proteus軟件進行仿真，仿真原理圖如圖2所示。仿真結(jié)果表明，該調(diào)幅信號的正峰值為2.5 V，負峰值為-2.5 V，符合峰峰值[2.5-(-2.5)]=5.0 (V)的設(shè)計要求。可見，只要給AD633模擬乘法器提供合適的載頻信號和調(diào)制信號，即可通過該模擬乘法器獲得所需的調(diào)幅信號輸出。所需的載頻信號和調(diào)制信號可由STM32微處理器的數(shù)字控制方法產(chǎn)生。

圖2 截獲指示仿真調(diào)幅信號輸出

2 載頻與調(diào)制信號的發(fā)生算法設(shè)計

分析表明，合成離軸盒檢測所需調(diào)幅信號的2路信號源參數(shù)如下：1)幅值為5 V、頻率為2 kHz的方波載頻信號；2)幅值為5 V、頻率為150 Hz的正弦調(diào)制信號。因為這2路信號均為模擬信號，故可采用STM32F103RCT6微處理器的2個內(nèi)置數(shù)模轉(zhuǎn)換模塊DAC1和DAC2分別產(chǎn)生。該微處理器使用高性能Cortex-M3 的32位RISC內(nèi)核，工作頻率為72 MHz，內(nèi)置高速存儲器，豐富的增強I/O端口和連接到2條APB總線的外設(shè)[4]。其具有2個內(nèi)置DAC轉(zhuǎn)換模塊、8個定時器和5個標準USART串口等豐富外設(shè)，功能強大，使用方便。載頻信號和正弦調(diào)制信號可綜合利用該微處理器的定時器中斷和數(shù)模轉(zhuǎn)換DAC技術(shù)產(chǎn)生。

2.1 載頻信號的發(fā)生算法設(shè)計

載頻信號為方波，其周期T=1/f=106/2 000=500 (μs)，則每半個周期(250 μs)DAC1通道交替輸出高、低電平即可產(chǎn)生1 500 Hz方波。該輸出可采用通用定時器TIM3的中斷來實現(xiàn)，因TIM3的頻率為72 MHz，取分頻系數(shù)psc=71,則TIM3實際工作頻率=72/(psc+1)=1 (MHz)，周期T=1 μs；因此，只需令TIM3每計數(shù)250次發(fā)生一次中斷，并在中斷服務(wù)函數(shù)中使DAC1交替輸出高、低電平即可。其C語言中斷服務(wù)程序如下：

void TIM3_IRQHandler(void) //定時器TIM3中斷服務(wù)程序

{

if(TIM3->SR&0X0001)//溢出中斷

{

if(T3_CNT==0) {DAC->DHR12R1=0; }//DAC1輸出低電平

if(T3_CNT==1) {DAC->DHR12R1=4095;} //DAC1輸出高電平3.3 V，后級再放大為5 V;

T3_CNT++;

if(T3_CNT==2) {T3_CNT=0; }//清0，以保證交替輸出高、低電平

}

TIM3->SR&=～(1<<0);//清除中斷標志位

}

2.2 調(diào)制信號的發(fā)生算法設(shè)計

本文在定時器TIM4控制下，使用DAC2通道輸出150 Hz正弦調(diào)制信號。因為DAC通道只能輸出0～3.3 V的模擬電壓，故將輸出電壓設(shè)計為：u=1.25+1.25sint，則輸出電壓為0～2.5 V，符合DAC通道輸出條件。欲獲得該正弦信號輸出，應(yīng)首先得到按正弦規(guī)律變化轉(zhuǎn)換數(shù)組。因正弦函數(shù)的周期為2π，試驗表明，將區(qū)間[0, 2π]進行50等分獲得的正弦數(shù)組D[i](i=0,1,2,...,49)即可輸出良好精度的正弦信號。周期T=1/150=6 666 (μs)，等分間隔ΔT= 6 666/50=133.2 (μs)，只需將定時器TIM4的溢出中斷設(shè)置為133.2 μs，其中斷服務(wù)函數(shù)依次控制DAC2通道輸出，將正弦數(shù)組D[i]轉(zhuǎn)換為模擬電壓即可。其C語言算法如下：

for(i=0;i<50;i++)

{

t[i]=(6.28/50)*i; //將周期50等分

y[i]=sin(t[i]); //獲得正弦波

u[i]=1.25+1.25*sin(t[i]); //將該正弦波換算為0～2.5 V的輸出電壓

D[i]=4095.0*(u[i]/3.3); //獲得上述電壓所需的正弦數(shù)組，必須是0～4 095的整數(shù)

}

上述波形的MATLAB模擬結(jié)果如圖3所示。

圖3 正弦信號MATLAB模擬

由圖3可以看出，將周期50等分所得正弦數(shù)組經(jīng)STM32F103RCT6內(nèi)置DAC2模塊轉(zhuǎn)換后可以獲得良好的正弦波形。DAC2的轉(zhuǎn)換由定時器TIM4中斷服務(wù)函數(shù)控制進行。圖3表明，受芯片工作電壓限制，STM32F103內(nèi)置DAC2通道在轉(zhuǎn)換數(shù)組D[i]范圍內(nèi)，只能輸出0～2.5 V正弦電壓；但該調(diào)幅信號要求輸入的必須是正負對稱的正弦信號。為此，可利用圖4所示集成運放電路，對輸入信號進行線性變換。

圖4 正弦信號的線性變換

圖4中，R35、R41、R45，R52和反饋電阻R36構(gòu)成同相輸入加法電路，輸入正弦信號的表達式為UIN1=1.25+1.25sint，UIN2=-1.25 V，則輸出信號為：

結(jié)果表明，該集成運放電路可將輸入信號變換為±5 V范圍內(nèi)的正弦波信號。同樣將DAC1通道輸出的0～3.3 V、2 kHz方波信號幅值放大為0～5 V后，利用模擬乘法器AD633，根據(jù)式2即可得所需調(diào)幅信號。輸出調(diào)幅信號經(jīng)R43和C20進行一階RC低通濾波電路，其截止頻率為：

該計算表明，低于該截止頻率的載波頻率為2 kHz的低頻信號可以很好地通過，而由高頻振蕩器等產(chǎn)生的高頻干擾可被顯著地濾除掉。

3 調(diào)幅信號發(fā)生系統(tǒng)硬件設(shè)計

基于上述分析，本文設(shè)計如圖5所示的調(diào)幅信號發(fā)生電路系統(tǒng)框圖。STM32F103RCT6微處理器在定時器TIM3和TIM4控制下，分別由內(nèi)置數(shù)模轉(zhuǎn)換通道DAC1、DAC2輸出幅值3.3 V/2 kHz方波和幅值2.5 V/150 Hz正弦波，幅值再經(jīng)放大為5 V的方波和正弦波后，輸入模擬乘法器AD633進行調(diào)幅處理，即可獲得所需的調(diào)幅信號。

圖5 調(diào)幅信號發(fā)生系統(tǒng)框圖

4 結(jié)語

本文設(shè)計的某離軸盒調(diào)幅信號激勵源，采用了STM32F103RCT6微處理器的定時器中斷、數(shù)模轉(zhuǎn)換技術(shù)，信號的集成運放線性變換技術(shù)以及最新模擬乘法器調(diào)幅技術(shù)，并對信號調(diào)幅過程進行了Proteus仿真。該設(shè)計簡便、可靠，可很好地滿足該離軸盒檢測要求。