Ku波段反射型模擬移相器仿真設計

何戎根，陳建榮

（空間電子信息技術研究院陜西西安 710100）

移相器是一個兩端口網絡，用于提供輸出信號與輸入信號之間的相位差，通常可分為模擬式移相器與數字式移相器。其中模擬移相器可提供在一定范圍內連續變化的相移，廣泛應用于雷達系統及轉發系統。本設計用于預失真線性化器，用來避免MMIC芯片移相器帶來的時延問題。因用于星載，故對其插入損耗、移相能力和電路尺寸等均有較高要求[2-3]。文獻[3]設計的移相器，插損平坦度小于1 dB，其通過并聯阻抗的方法以大插損來平衡平坦度，插損達到6.5 dB。文獻[4]設計了工作頻率為29～30 GHz，移相范圍為105°，僅有仿真結果。本文首先介紹反射型移相器基本原理，再給出其電路結構和從理論上分析其主要特性，最后利用專用的微波電路仿真工具進一步驗證。

1 反射型移相器基本原理

反射型模擬移相器由90°電橋與變容二級管構成。如圖1所示，電橋的1、4端口分別為信號的輸入、輸出端口。輸入信號平均分配到直通端口2與耦合端口3，經變容二極管到地反射后在隔離端口4處合成輸出。相移量由2、3端口的反射系數決定[5-7]。

圖1 反射型模擬移相器原理圖

理想的3 dB分支線電橋的散射參數矩陣為：

因此2、3端口終端負載阻抗為ZL=jX，歸一化阻抗為。此時，反射系數相位，由此可見在負載阻抗X變換時，反射系數相位隨之變換，以Skyworks公司變容二極管SMV2019-079LF為例，在反偏電壓為0～20 V時，其反射系數相位改變量為如圖2所示。

圖2 二極管反射系數相移

若僅依靠改變電容來達到移相目的，其移相量遠遠不夠，通常采用增加調諧枝節及并聯多個變容二極管來增加相移量。通過增加枝節可以使反射系數的實部與虛部同時產生較大的改變，從而擴大反射系數相位可變范圍。由以上的公式同樣可以看出，在偏置電壓改變時，變容管電抗值X在不斷改變，因此也會導致插入損耗不斷變化，為了減弱這種變化，通常與變容管并聯一個電阻，當其阻值滿足一定條件時可以使插入損耗變化范圍達到最小[3]。

2 移相器仿真

2.1 環形正交分支線電橋

分支線電橋是反射型移相器的重要組成部分。通常采用傳統的方形分支線電橋形式[8-10]，為了減少微帶線直角拐彎引起的諧振，本文采用環形正交分支線電橋。與傳統分支線電橋相比，它有隔離度高，回波損耗小，輸出端口幅頻相位差小的特點。環形正交分支線電橋結構如圖3所示。

圖3 環形正交分支線橋結構

采用相對介電常數9.9，損耗角正切0.002的陶瓷作為介質板，根據3 dB分支線定向耦合器設計理論可知，當輸入輸出傳輸線特性阻抗為50 Ω時，其主線特征阻抗為35.3 Ω，支線特征阻抗為50 Ω。

中心頻率為18.45 GHz時，四分之一波長支線寬度為0.24 mm，長度為1.56 mm，主線寬度為0.46 mm。環形耦合器主線和支線的弧度均為，由弧長公式l=θr。可以得到圓弧半徑的初始值，此值為弧形帶中心弧線的半徑，再根據主線和支線的不同寬度可以建立此模型，大小為4.04 mm×4.04 mm。

利用三維電磁計算軟件HFSS（High Frequency Structure Simulator）仿真結果如圖4所示。

在設計要求的17.7～19.2 GHz頻帶內，輸入端口1的反射系數均大于25 dB，輸出端口2、3幅頻小于0.25 dB，相位差為90o±0.4o，隔離端口4的隔離度大于25 dB，均滿足設計要求。

2.2 反射型移相器

根據反射型移相原理，在變容二極管前加入調諧網絡，其主要作用是提高移相量，保證插入損耗及色散量保持在較小的值。移相器采用微帶電路實現，基板采用陶瓷基片，其相對介電常數為9.9，介質板厚度為0.254 mm，損耗角正切0.002，金屬導帶采用金，厚度T=0.005 mm，如圖5所示。

圖4 電橋仿真特性圖

圖5 移相器結構

移相器采用兩對變容二極管，通過優化調諧枝節來增加移相量，從圖上結構可以看出，由于變容管采取反偏加點，其加電枝節可以無需采用隔直流結構，直流電源不會對交流頻率信號產生影響。

仿真結果如圖6所示，由仿真結果可以看出，在不同的偏置電壓下，移相器1端口反射系數均能保持在-20 dB以下。以5 V偏置電壓為例，其插入損耗在頻帶范圍內為2.0～3.0 dB，增益不平坦度為1 dB。從圖6（c）可以看出在偏置電壓由0～20 V可以調節160°的相移。

圖6 移相器仿真結果

3 結論

本文按照反射型移相器基本原理，設計出一款Ku波段電壓可調移相器，采用90°正交環形分支線橋改善傳統電橋耦合問題。利用枝節匹配增大變容管相移量，最終，仿真結果表明，頻段內反射系數優于-20 dB，插入損耗小于3.5 dB，最大增益不平坦度優于1.5 dB，在電壓0～20 V變化時，移相量160°。