基于一致性的電源模塊并聯(lián)控制策略

汪濤，朱一昕，熊連松

（江南大學(xué)物聯(lián)網(wǎng)工程學(xué)院,江蘇無(wú)錫214000）

三相電壓型整流器具有交流側(cè)電流正弦化，功率因素高等優(yōu)點(diǎn)，同時(shí)其主電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，控制方便，能量損耗低，因此三相電壓型整流器成為電力電子領(lǐng)域一個(gè)重要的研究分支，在工業(yè)方面被廣泛的使用，如有源電力濾波器，可再生能源并網(wǎng)發(fā)電，超導(dǎo)儲(chǔ)能等等。

隨著現(xiàn)如今國(guó)家新能源建設(shè)進(jìn)程的不斷加快，電動(dòng)汽車作為一種清潔的代步工具愈來(lái)愈受到政府的重視，在不遠(yuǎn)的將來(lái)新能源汽車取代燃油汽車已經(jīng)成為一種必然趨勢(shì)，因此針對(duì)電動(dòng)汽車的基礎(chǔ)設(shè)施建設(shè)，例如充電樁（站）的建設(shè)必須加快，公共充電場(chǎng)所必然以直流充電樁為主導(dǎo)，直流充電樁是以三相交流電作為輸入，經(jīng)過(guò)大功率AC/DC模塊將交流電裝變?yōu)橹绷麟姀亩┙o電動(dòng)汽車。而大功率電源模塊的并聯(lián)既可以提高系統(tǒng)的容量又可以使得并聯(lián)模塊之間分?jǐn)傒敵龉β试黾与娫茨K的使用壽命。

大功率模塊間的并聯(lián)需要考慮模塊的均流問(wèn)題，在現(xiàn)實(shí)中各個(gè)模塊之間的參數(shù)不可能做到完全一致，這就必然會(huì)導(dǎo)致模塊間輸出電流的分?jǐn)偛痪瑐鹘y(tǒng)的并聯(lián)均流技術(shù)有主從控制和外特性下垂法，文獻(xiàn)[4]提出一種統(tǒng)一電壓調(diào)節(jié)器的均流控制方式，文獻(xiàn)[16]應(yīng)用一種最大電流自主均流法。主從控制一旦主模塊損壞整個(gè)系統(tǒng)將不能運(yùn)行，系統(tǒng)的冗余性低；而下垂控制雖然冗余性高但均流精度和電壓精度不能同時(shí)滿足；最大電流自主均流法會(huì)造成電流的低頻振蕩。本文提出一種基于一致性的并聯(lián)均流策略，既滿具有下垂控制的冗余性，又具有主從控制的電流分配精度。

1 三相電壓型PWM整流器數(shù)學(xué)模型及并聯(lián)環(huán)流分析

1.1 三相PWM整流器的數(shù)學(xué)模型及其控制

圖1所示為三相PWM整流器電壓電流雙閉環(huán)控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖，圖中Ea,Eb,Ec為三相電網(wǎng)電壓，L為濾波電感，C為直流側(cè)濾波電容，RL為負(fù)載。

圖1 三相PWM整流器的電壓電流雙閉環(huán)控制

令sk為功率開關(guān)管函數(shù)，sk為1表示上橋臂導(dǎo)通，下橋臂關(guān)斷；sk為0上橋臂關(guān)斷，下橋臂導(dǎo)通；k=a,b,c；在靜止坐標(biāo)系下三相PWM整流器的數(shù)學(xué)模型可以由下式表示：

將三相靜止坐標(biāo)系轉(zhuǎn)換為兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系dq模型，可以得到dq兩相電流微分方程為：

將公式（2）進(jìn)行變換可以將電流內(nèi)環(huán)設(shè)計(jì)為：

將直流側(cè)輸出電壓作為電壓外環(huán)的反饋量，與電壓給定信號(hào)經(jīng)過(guò)PI調(diào)節(jié)器后得到控制電流信號(hào)，電流控制信號(hào)經(jīng)過(guò)以上推得的電流內(nèi)環(huán)公式得出dq軸的電壓分解信號(hào)，最后經(jīng)PWM脈沖發(fā)生器給晶閘管導(dǎo)通信號(hào)，對(duì)整流器進(jìn)行控制。

1.2 三相PWM整流器并聯(lián)環(huán)流分析

圖2所示為三相PWM整流器的并聯(lián)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，整流模塊之間的并聯(lián)因?yàn)楦鱾€(gè)整流器之間參數(shù)的差異和輸出端線路阻抗的不同，從而導(dǎo)致各個(gè)模塊之間輸出電流的差異，使得有些模塊電流輸出大[17]，有些輸出電流小，并聯(lián)整流器輸出的功率差異比較大導(dǎo)致各個(gè)整流模塊使用壽命的不均衡，嚴(yán)重時(shí)將導(dǎo)致模塊燒毀。

圖2 三相PWM整流器并聯(lián)拓?fù)?/p>

圖3為整流器并聯(lián)環(huán)流等效示意圖，整流模塊1輸出電流為i1，整流模塊2輸出電流為i2，由于兩個(gè)整流模塊的參數(shù)不一致，導(dǎo)致模塊1和模塊2的輸出電壓不等，又由于整流模塊的等效電阻R1,R2遠(yuǎn)小于負(fù)載阻值RL，因此很小的電壓差ΔU經(jīng)過(guò)極小的電阻R1,R2會(huì)形成較大的環(huán)流io。

由式（4）得出整流模塊的輸出功率：

Udc1≈Udc2，由式（5）推出兩個(gè)整流模塊輸出功率差為ΔP=P1-P2=2Udc1io，因?yàn)橹绷鬏敵鲭妷汉艽螅绻h(huán)流io也較大，則兩模塊輸出功率差距很大，輸出功率大的模塊電應(yīng)力大，壽命短，不利于并聯(lián)系統(tǒng)的穩(wěn)定性。當(dāng)模塊間實(shí)現(xiàn)均流時(shí)，i1≈i2，io很小，ΔP很小，模塊輸出功率

圖3 整流器并聯(lián)環(huán)流等效示意圖

分配均勻，各個(gè)模塊的電應(yīng)力大小基本一致，增強(qiáng)了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

2 基于一致性算法的整流器均流策略

2.1 離散一致性算法

一致性算法在多智能體領(lǐng)域中被廣泛應(yīng)用，其本質(zhì)是收集相鄰信息節(jié)點(diǎn)之間的變量，通過(guò)對(duì)相鄰信息節(jié)點(diǎn)直接的信息進(jìn)行交互迭代[18]，最終使得各個(gè)節(jié)點(diǎn)之間的變量收斂于一個(gè)相同的值。

電力元件之間的信息交互可以用一致性算法離散的形式表示，其特性可以表示為：

由于矩陣A為行隨機(jī)矩陣上式可以簡(jiǎn)化為：

一致性算法的通信拓?fù)淇梢允侨我獾模灰獫M足通信拓?fù)錇檫B通圖即可，不同的通信拓?fù)渲粫?huì)影響通信節(jié)點(diǎn)信息的一致性收斂速度。

2.2 基于一致性的三相PWM均流策略

將并聯(lián)系統(tǒng)中的每個(gè)模塊視為一個(gè)節(jié)點(diǎn)，并聯(lián)的整流模塊系統(tǒng)之間的信息拓?fù)淇梢砸暈橛蒒個(gè)信息節(jié)點(diǎn)組成的無(wú)相連通圖，令im表示信息節(jié)點(diǎn)m的電流信息，K為迭代次數(shù)，在并聯(lián)系統(tǒng)中各節(jié)點(diǎn)的電流變量根據(jù)其相鄰節(jié)點(diǎn)的電流變量進(jìn)行調(diào)整，隨著迭代次數(shù)的增加，各節(jié)點(diǎn)間的電流誤差越來(lái)越小，最終達(dá)到一致性收斂，一致性迭公式可以表示為：

其中im(k)和in(k)表示為第k次迭代節(jié)點(diǎn)m，n的信息，δmn表示迭代系數(shù)。N為信息節(jié)點(diǎn)的總個(gè)數(shù)。整個(gè)系統(tǒng)可以寫成矩陣形式：

W為通信網(wǎng)絡(luò)的權(quán)重矩陣。

式中E為N階單位陣，當(dāng)ε為上式取值時(shí)收斂最快，λi(L)表示矩陣L的第i大特征值，假設(shè)i(0)是每個(gè)節(jié)點(diǎn)所保存的初始值A(chǔ)表示所有元素都是1的列向量，最終所有節(jié)點(diǎn)電流均收斂為：

基于一致性算法的并聯(lián)均流控制框圖可以表示為圖4。

圖4 基于一致性算法的并聯(lián)均流控制框圖

3 仿真

3.1 基于一致性算法均流策略仿真分析

為了驗(yàn)證所提方法的可行性，利用matlab/simulink工具搭出仿真模型進(jìn)行驗(yàn)證，并聯(lián)系統(tǒng)之間的通信拓?fù)淙鐖D5所示。得到的仿真結(jié)果分別如圖6～12所示。本仿真由四臺(tái)三相PWM整流器組成并聯(lián)系統(tǒng)，四臺(tái)三相PWM整流器參數(shù)，交流側(cè)電感均為0.7 mH，電容分別為4 000 μF，5 000 μF，5 500 μF，7 000 μF，線路阻抗 0.3 Ω，0.4 Ω，0.5 Ω，0.1 Ω。

圖5 并聯(lián)模塊通信拓?fù)?/p>

交流側(cè)輸入電壓幅值220 V，直流側(cè)給定電壓600 V，負(fù)載電阻5 Ω。

各個(gè)模塊直接并聯(lián)時(shí)可知，由于各模塊之間參數(shù)存在一定差異，因此模塊之間輸出電流分配不均，最大輸出電流32.2 A，最小輸出電流27.8 A，電流波形如圖6所示。

0.3 s時(shí)刻加入一致性算法，系統(tǒng)開始迭代相鄰模塊電流值，慢慢的系統(tǒng)電流開始收斂趨向于30 A，最大電流30.1 A，最小電流值29.95 A，均流精度很高。電流波形圖如圖7所示。

表3.2直接并聯(lián)系統(tǒng)模塊輸出電流波形

圖6 未加入均流控制策略輸出電流

圖7 加入一致性算法后輸出電流

直流母線電壓波形如圖8所示。

3.2 并聯(lián)系統(tǒng)負(fù)載突變情況下的仿真

在現(xiàn)實(shí)狀況中，負(fù)載往往不可能一成不變，一個(gè)好的均流策略不僅要能夠使得系統(tǒng)在穩(wěn)態(tài)下獲得良好的均流精度[19]，在負(fù)載突變或者電壓突變等暫態(tài)情況下更應(yīng)該有良好的動(dòng)態(tài)性能和穩(wěn)態(tài)性能。

圖8 直流母線電壓

在0.8 s時(shí)刻設(shè)置系統(tǒng)負(fù)載突減，由5 Ω突減為2.5 Ω，負(fù)載突減的一瞬間并聯(lián)系統(tǒng)電流有些差異，0.1 s后電流重新均分，系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)快，穩(wěn)定性也好。圖9，10所示為系統(tǒng)負(fù)載突降的電壓電流波形。

圖9 突減負(fù)載時(shí)直流側(cè)電壓

圖10 系統(tǒng)負(fù)載突變時(shí)刻輸出電流

3.3 并聯(lián)系統(tǒng)負(fù)電壓突變情況下的仿真

如圖11，12所示系統(tǒng)在0.8 s時(shí)從輸出600 V直流電突減為500 V的電壓與電流波形，突減初始時(shí)刻，輸出電流發(fā)生不均流現(xiàn)象，0，9 s時(shí)系統(tǒng)趨向于穩(wěn)定并在1.05 s左右完全均流，動(dòng)態(tài)響應(yīng)快，穩(wěn)定性好。

圖11 輸出電壓突變

圖12 電壓突降情況下輸出電流

4 結(jié)論

文中提出了一種基于一致性算法的三相PWM整流器的并聯(lián)控制策略并在Simulink中搭建四臺(tái)整流器并聯(lián)模型，分析了三相PWM整流器的數(shù)學(xué)模型及環(huán)流機(jī)理，基于一致性的PWM整流器并聯(lián)均流策略中并聯(lián)模塊之間無(wú)主次之分，每個(gè)模塊都是獨(dú)立存在的，相對(duì)于主從控制冗余性高；模塊間通過(guò)電流信息的實(shí)時(shí)共享，不斷的調(diào)整模塊輸出電流，最終趨向于一個(gè)穩(wěn)定值，均流精度高。本方法為電源模塊間的均流問(wèn)題提供了一種新的思路，同時(shí)可以適用于DC/DC變流器之間的并聯(lián)，仿真結(jié)果表明了本文所提控制策略的有效性。