信道化數字儲頻技術研究

劉金鵬，安 濤，鄭繼剛

(中國船舶重工集團公司第七二三研究所，江蘇 揚州 225101)

0 引 言

數字射頻存儲器(DRFM)以高速采樣和數字存儲為技術基礎，具有對射頻信號的存儲和再現能力，是為適應現代復雜而密集的威脅信號環境而發展起來的一種新型載頻重構技術。隨著計算機技術、微波技術和微電子技術的不斷發展，雷達性能越來越先進，抗干擾手段越來越多，作戰平臺面臨的威脅環境日益復雜，DRFM的性能得到世界各國的普遍重視。利用可編程邏輯器件，DRFM可以對轉發信號進行延時、頻移控制，從而實現對現代雷達系統的有效干擾。隨著軟件無線電理念的興起，多相濾波器的信道化理論因其全寬開全概率接收能力、降低采樣率與大幅提高運算速率的能力的優勢,獲得了更多的關注。本文將多相濾波器信道化與DRFM相結合，從而高效實現了多信號處理。

1 模型理論分析

數字射頻存儲(DRFM)需要對具有一定帶寬范圍的射頻信號存儲并精確復制輸出。數字射頻存儲技術的關鍵是對信號的采樣、存儲、復制和重構。典型的 DRFM 系統如圖1所示。

圖1 DRFM系統結構

但隨著對信號瞬時帶寬的要求越來越高，對器件的要求也越來越高，當然最簡單直接的辦法是選用高性能的器件，但也會造成對整個硬件平臺要求更加苛刻。所以選擇信道化DRFM系統，將中頻信號搬移至基帶，進行DRFM處理，再選擇不同信道搬移至中頻發射，如圖2所示。

圖2 信道化DRFM結構

實信號的信道化接收，是把寬帶信號S(n)均勻分為D個子頻帶，將每個子頻帶分別搬移至基帶，再用低通濾波器HLP(n)濾出對應的子頻帶的信號。濾波后信道的帶寬為π/D，所以可對其進行2D倍抽取，從而獲得低采樣率信號。其實現結構如圖3所示。每個信道對應的中心角頻率ωk由下式得到：

(1)

這種濾波器組將整個采樣頻帶均勻化輸出，使得信號無論何時何地信號，均能加以截獲，并進行解調分析，所以這種濾波器組信道化接收機具備全概率截獲的能力，是偵收調頻、“突發”以及自適應通信信號的理想接收機。但信道多時，D值就會很大，低通濾波器所需的階數可能會變得非常大，而在每個信道都要配一個這樣的濾波器時，實現效率會非常低，所以就需要一種高效的實現方法，即多相濾波實現法。

圖3 實信號濾波器的低通實現

圖4所示的多相濾波信道化接收機數學模型，在信號通過低通濾波器之前，已經進行了D倍抽取處理，降低低通濾波器的階數，使得運算量降為1/D，增強其實時運算能力，實現效率得以提高。在后續的DRFM處理中，單個子頻帶的信號數據量也相應減少，整個運算處理過程所需資源減少，更加高效、高速。

圖4 信道化接收機數學模型(實信號)

在對信號進行信道化接收處理之后，需要將處理過的信號進行發射。與信道化接收結構類似，信道化發射機的數學模型如圖5所示。

2 試驗結果分析

仿真模型參數：采樣率為2.4 GHz，信道化數目為16，低通濾波器通帶波動Rp為3 dB，阻帶波動Rs為60 dB。

輸入信號為800 MHz的正弦信號1(實信號)，如圖6所示。根據公式得到其子頻帶的中心角頻率為787.5 MHz，故子頻帶應得到12.5 MHz的正弦信號，如圖7所示。經信道化發射機處理后得到信號如圖8所示。

輸入信號為640 MHz與500 MHz的正弦信號2(實信號)，如圖9所示。根據公式得到其子頻帶的中心角頻率分別為637.5 MHz與487.5 MHz，故子頻帶應得到2.5 MHz與12.5 MHz的正弦信號，如圖10、圖11所示。經信道化發射機處理后得到信號如圖12所示。

圖5 信道化發射機數學模型(實信號)

圖6 輸入信號1

圖7 子信道信號

圖8 信道化發射信號

圖9 輸入信號2

圖10 子信道信號

3 結束語

信道化DRFM系統基本可以恢復原始信號，失真原因主要是由于濾波器并非理想情況而造成的信道重合和信號相位不連續。但恢復的信號頻率準確，無論是單頻點信號還是多頻點信號均可以準確恢復。

圖11 子信道信號

圖12 信道化發射信號