基于前沿循環(huán)復(fù)制的多假目標干擾研究

孟超普，楊愛平，王秀錦

(中國船舶重工集團公司第七二三研究所，江蘇 揚州 225101)

0 引 言

現(xiàn)代雷達在進行雷達信號處理時普遍使用波形相干方式實現(xiàn)積累。線性頻率調(diào)制(LFM)信號采用匹配濾波(脈沖壓縮)進行信號處理，對非相干的干擾信號具有很強的抑制性，使得傳統(tǒng)的噪聲干擾樣式干擾效果很差，因此對其干擾主要從相干干擾入手[1]。

目前，針對LFM雷達的相干干擾信號大多都是由數(shù)字射頻存儲(DRFM)器件調(diào)制產(chǎn)生的，它是對LFM脈沖信號實施相干干擾的關(guān)鍵所在。采用DRFM器件將雷達發(fā)射信號存儲下來，在需要時附加上一定的調(diào)制，可以產(chǎn)生出多種干擾樣式，根據(jù)存儲方式的不同，可以分為全脈沖存儲、示樣脈沖存儲(前沿循環(huán)復(fù)制存儲)、準示樣脈沖存儲[2]。

全脈沖存儲模式下，DRFM器件將輸入的脈沖信號全部進行存儲，根據(jù)需要在給定的時刻讀出存儲的數(shù)據(jù)以便重構(gòu)信號。該存儲方式可以完整地實現(xiàn)信號的重構(gòu)，產(chǎn)生的假目標具有很高的相參性，但假目標與回波時延大，很難實現(xiàn)對跟蹤雷達的干擾。前沿循環(huán)復(fù)制存儲模式下，DRFM器件僅記錄輸入信號的初始一小段，然后對存儲的數(shù)據(jù)重復(fù)讀出，前沿循環(huán)復(fù)制存儲產(chǎn)生的假目標具有較小的時延，但相參性比較差，產(chǎn)生的假目標幅度較小。準示樣脈沖存儲模式下，在信號的脈沖持續(xù)時間內(nèi)，DRFM器件通過接收和發(fā)送的交替完成對雷達的干擾。準示樣脈沖存儲模式兼有全脈沖儲存模式和示樣脈沖存儲方式的優(yōu)點，在解決假目標時延問題的同時還保證了干擾信號一定的相參性[3]。但是，對于準示樣脈沖存儲模式，進行雷達脈沖的脈內(nèi)間歇采樣和干擾信號間歇發(fā)射時，采樣和發(fā)射時間間隔通常較短。對于采用電真空器件作為功率放大的干擾機，當干擾機和偵察機之間的空間隔離不夠時，可能出現(xiàn)間歇采樣階段采樣信號為周圍環(huán)境反射的干擾發(fā)射信號或靜態(tài)噪聲的情況。此時需要根據(jù)干擾機和偵察機的具體安裝環(huán)境進行精細的間歇采樣時序設(shè)計。

在實際工程應(yīng)用中，由于實現(xiàn)的便捷性,前沿循環(huán)復(fù)制存儲干擾模式在基于數(shù)字儲頻技術(shù)的干擾樣式設(shè)計中廣泛使用。本文對前沿循環(huán)復(fù)制存儲干擾模式進行理論分析和仿真,并針對前沿循環(huán)復(fù)制模式下，假目標回波滯后且易被剔除的缺點，提出掃頻調(diào)制前沿循環(huán)復(fù)制干擾，并仿真分析了不同參數(shù)條件下的干擾效果，同時，對掃頻調(diào)制前沿循環(huán)復(fù)制干擾的工程實現(xiàn)進行了分析。

1 LFM脈壓雷達信號分析

設(shè)雷達發(fā)射的LFM信號為：

(1)

當時寬帶寬積D=Bτ?1，信號的頻譜為：

(2)

式中：Δω=2πB。

根據(jù)匹配濾波理論，匹配濾波器的沖激響應(yīng)函數(shù)為：

h(t)=Ku(td0-t)

(3)

則匹配濾波器的頻率響應(yīng)函數(shù)為：

(4)

式中：u(t)為輸入信號；Hi(ω)為輸入信號的傅里葉變換。

則對LFM信號有：

(5)

匹配濾波器的輸出信號為：

(6)

(7)

2 前沿循環(huán)復(fù)制干擾

前沿循環(huán)復(fù)制干擾是指干擾機DRFM器件對截獲的大時寬雷達信號采樣其中的一段進行復(fù)制，復(fù)制完成后進行轉(zhuǎn)發(fā)。一個復(fù)制信號轉(zhuǎn)發(fā)完成后,再轉(zhuǎn)發(fā)第2個復(fù)制信號,依此類推,轉(zhuǎn)發(fā)復(fù)制信號的個數(shù)由干擾樣式的具體參數(shù)設(shè)置來確定。這種干擾技術(shù)立足于收發(fā)分時體制，工程實際中，在收發(fā)隔離較差的情況下，可以形成有效的假目標欺騙干擾效果，其工作時序如圖1所示。前沿循環(huán)復(fù)制干擾信號(雷達信號脈寬為50 μs，截取和復(fù)制寬度均為10 μs)示意圖如圖2所示。

圖1 前沿循環(huán)復(fù)制存儲干擾工作時序

設(shè)干擾信號截取的雷達脈沖寬度為τ′，循環(huán)轉(zhuǎn)發(fā)次數(shù)為N，則當τ/τ′為整數(shù)時，N=τ/τ′-1；當τ/τ′不為整數(shù)時，N=[τ/τ′-1]+1(其中[·]為取整運算)。為簡化討論，設(shè)定τ/τ′為整數(shù)，此時N=τ/τ′-1。

圖2 前沿循環(huán)復(fù)制存儲干擾信號示意圖

(t-kτ′)2]}，kτ′≤t<(k+1)τ′

(8)

當D′?1時，干擾信號頻譜可表示為：

(9)

干擾信號通過雷達匹配濾波器H(ω)的輸出信號為：

(10)

圖3 前沿循環(huán)復(fù)制干擾(截取寬度=復(fù)制寬度=5 μs)

當截取寬度和復(fù)制寬度為5 μs時，N=9，由上述理論分析可知，循環(huán)復(fù)制干擾信號經(jīng)過雷達接收機匹配濾波后會產(chǎn)生9個假目標，每個假目標的峰值與雷達回波峰值的幅度比均為0.1，各個假目標相對真實回波的滯后時間為k·5 μs(k=1,2,… 9)。從圖3可以看出，仿真結(jié)果與理論分析一致。

更改截取寬度為10 μs，復(fù)制寬度取值與截取寬度一致，干信比不變，此時由于截取寬度變寬，N的取值變小，循環(huán)復(fù)制干擾信號經(jīng)過雷達接收機匹配濾波后產(chǎn)生的假目標數(shù)量變少，但每個假目標的峰值變高，各假目標相對于真實回波的滯后時間也變長。干擾信號經(jīng)匹配濾波后的輸出與雷達回波信號的對比如圖4所示。

圖4 前沿循環(huán)復(fù)制干擾(截取寬度=復(fù)制寬度=10 μs)

從圖3和圖4可以看出，前沿循環(huán)復(fù)制干擾可以產(chǎn)生多個假目標。當截取寬度和復(fù)制寬度取值較大時，能產(chǎn)生多個幅度較大的假目標，但假目標的延時較大，由于跟蹤雷達的距離波門較小，此時無法形成欺騙效果；當截取寬度和復(fù)制寬度取值較小時，假目標數(shù)量變多，部分延時較小的假目標能夠進入跟蹤雷達的距離波門，但此時假目標的幅度偏小，要達到對跟蹤雷達的欺騙效果，需要干擾機具有較高的功率。

3 掃頻調(diào)制前沿循環(huán)復(fù)制干擾

通過合理地選取截取寬度和復(fù)制寬度，前沿循環(huán)復(fù)制干擾可以在系統(tǒng)收發(fā)隔離較差的情況下，實現(xiàn)對頻率捷變LFM脈壓雷達的欺騙干擾。但是產(chǎn)生的假目標分布均勻，容易被雷達識別并剔除；同時由于產(chǎn)生的假目標均滯后于真實目標，當被干擾雷達采用前沿跟蹤抗干擾措施時，無法形成欺騙效果。因此，考慮通過對復(fù)制后的干擾信號增加相關(guān)調(diào)制的方法，以實現(xiàn)產(chǎn)生時域密集分布假目標效果。本文采用掃頻方法對循環(huán)復(fù)制干擾信號進行調(diào)制。

設(shè)掃頻調(diào)制信號為m(t)，調(diào)制斜率為Km，取：

(12)

通常情況下，對于脈間調(diào)頻斜率固定的LFM信號，通過偵察設(shè)備可以測量獲得LFM信號的調(diào)頻斜率。進行有源干擾時，可將該信息作為掃頻調(diào)制信號先驗調(diào)制斜率對干擾信號進行調(diào)制，此時調(diào)制信號與LFM雷達信號的相關(guān)性最高。以下在不考慮偵察設(shè)備調(diào)頻斜率測量誤差時，給出掃頻調(diào)制部分脈沖存儲循環(huán)復(fù)制干擾的仿真實驗。

圖5 循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制干擾(截取寬度=復(fù)制寬度=10 μs，Km=μ,J/S=0 dB)

圖6 循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制干擾(截取寬度=復(fù)制寬度=10 μs Km=μ,J/S=18 dB)

從圖5可以看出，對循環(huán)復(fù)制干擾信號進行掃頻調(diào)制，干擾信號經(jīng)匹配濾波后形成多個分布在真實目標回波之前的密集分布假目標，假目標的幅度較圖4中無掃頻調(diào)制循環(huán)復(fù)制干擾形成的假目標略有下降。

增加干信比J/S為18 dB時，如圖6所示，多個密集假目標的幅度接近或超過真實目標回波幅度，此時雷達接收機抬高門限時也會接收到多個假目標回波。因此，當干擾機與威脅雷達之間的距離足夠遠時，掃頻調(diào)制部分脈沖存儲循環(huán)復(fù)制干擾能夠?qū)FM雷達產(chǎn)生密集假目標壓制或欺騙干擾效果。

更改截取寬度τ′=25 μs、15 μs、7.5 μs、5 μs、2.5 μs和1 μs(此時前沿截取寬度分別為脈沖寬度的50%、30%、15%、10%、5%和2%)，復(fù)制寬度取值與截取寬度一致，其他條件保持同仿真場景2一致，干信比J/S取0 dB時干擾信號經(jīng)匹配濾波后的輸出與雷達回波信號的對比如圖7～圖12所示。

圖7 循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制干擾(截取寬度=復(fù)制寬度=25 μs，Km=μ,J/S=0 dB)

圖8 循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制干擾(截取寬度=復(fù)制寬度=15 μs，Km=μ,J/S=0 dB)

圖9 循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制干擾(截取寬度=復(fù)制寬度=7.5 μs，Km=μ,J/S=0 dB)

圖10 循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制干擾(截取寬度=復(fù)制寬度=5 μs，Km=μ,J/S=0 dB)

圖11 循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制干擾(截取寬度=復(fù)制寬度=2.5 μs，Km=μ,J/S=0 dB)

圖12 循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制干擾(截取寬度=復(fù)制寬度=1 μs，Km=μ,J/S=0 dB)

對比圖7～圖12可以看出，當前沿截取寬度逐步減小時，產(chǎn)生的假目標個數(shù)減少，同時產(chǎn)生的假目標幅度增加。當前沿截取寬度減少至脈沖寬度的2%時，假目標回波與真實目標回波時域上基本重合，假目標欺騙效果消失。因此采用前沿截取復(fù)制方式進行儲頻欺騙干擾時，應(yīng)合理選取前沿截取寬度以達到最佳的干擾效果。

在實際工程應(yīng)用中，偵察設(shè)備測量獲得的LFM信號的調(diào)頻斜率與真實的調(diào)頻斜率會存在一定的偏差，不同的偏移量會引起干擾信號與真實信號相干性的差異。以下給出掃頻調(diào)制斜率與LFM信號真實調(diào)頻斜率偏移時的仿真實驗結(jié)果。

仿真場景3：雷達信號脈寬μ=50 μs，帶寬B=10 MHz，調(diào)頻斜率μ=B/τ，載頻f0=ω0/2π，截取寬度τ′=5 μs，復(fù)制寬度取值與截取寬度一致，取干信比J/S=18 dB，掃頻調(diào)制斜率與LFM信號調(diào)制斜率失配，分別取Km為0.7 μ、0.8 μ、0.9 μ、1.1 μ、1.2 μ和1.3 μ進行仿真。干擾信號經(jīng)匹配濾波后的輸出與雷達回波信號的對比分別如圖13～圖18所示。

圖13 循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制干擾(截取寬度=復(fù)制寬度=5 μs，Km=0.7 μ,J/S=18 dB)

圖14 循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制干擾(截取寬度=復(fù)制寬度=5 μs，Km=0.8 μ,J/S=18 dB)

圖15 循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制干擾(截取寬度=復(fù)制寬度=5 μs，Km=0.9 μ,J/S=18 dB)

圖16 循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制干擾 (截取寬度=復(fù)制寬度=5 μs，Km=1.1 μ,J/S=18 dB)

圖17 循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制干擾(截取寬度=復(fù)制寬度=5 μs，Km=1.2 μ,J/S=18 dB)

圖18 循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制干擾 (截取寬度=復(fù)制寬度=5 μs，Km=1.3 μ,J/S=18 dB)

對比圖13～圖18可以看出，當掃頻調(diào)制斜率Km小于LFM信號調(diào)制斜率μ且偏差量較大時，循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制干擾產(chǎn)生的假目標均滯后于真實目標回波，且回波幅度較無偏差時降低。隨著偏差量逐步減小，假目標回波幅度逐漸增加且假目標回波向真實目標回波靠攏，部分假目標回波分布于真實目標回波之前，形成的密集假目標對真實目標回波實現(xiàn)覆蓋效果。

當掃頻調(diào)制斜率Km大于LFM信號調(diào)制斜率μ且偏差量不大時，循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制干擾產(chǎn)生多個提前于真實目標回波的密集假目標。當干信比較大時，多個密集假目標幅度均能夠超過真實目標回波幅度，此時能夠?qū)崿F(xiàn)對采用前沿跟蹤抗干擾模式LFM雷達信號的有效干擾。當Km大于μ且偏差量進一步增大時，循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制干擾產(chǎn)生密集假目標回波相對于真實目標回波的提前量進一步增加，且假目標回波幅度降低，此時密集假目標回波會偏離雷達的距離跟蹤波門，造成干擾效果的降低或干擾失效。因此使用LFM調(diào)頻斜率先驗信息對前沿循環(huán)復(fù)制信號進行掃頻調(diào)制時，可以考慮在先驗的調(diào)頻量基礎(chǔ)上疊加一定的抖動量，以達到最佳的干擾效果。

4 掃頻調(diào)制前沿循環(huán)復(fù)制干擾工程實現(xiàn)分析

對于脈間調(diào)頻斜率固定的LFM信號，采用循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制方式對LFM雷達信號進行干擾時，以偵察設(shè)備測量獲得LFM信號調(diào)頻斜率作為先驗的掃頻調(diào)制斜率。在電子戰(zhàn)系統(tǒng)對偵收到的威脅信號進行有源干擾引導(dǎo)時，將測量到的LFM信號調(diào)頻斜率下發(fā)裝訂至干擾設(shè)備的數(shù)字化干擾源，數(shù)字化干擾源采用DDS技術(shù)通過可編程邏輯器件產(chǎn)生掃頻調(diào)制信號。在數(shù)字化干擾源A/D芯片對威脅信號進行前沿采樣后，由可編程邏輯器件進行數(shù)字信號復(fù)制轉(zhuǎn)發(fā)時，對復(fù)制轉(zhuǎn)發(fā)的數(shù)字信號進行數(shù)字掃頻調(diào)制，并對調(diào)制后的復(fù)制轉(zhuǎn)發(fā)信號進行D/A轉(zhuǎn)換和上變頻，實現(xiàn)干擾信號的輸出。

對于調(diào)頻斜率脈間捷變的LFM信號，將無法使用偵察設(shè)備測量獲得的LFM信號調(diào)頻斜率作為先驗的掃頻調(diào)制斜率。上述仿真時疊加的基帶掃頻調(diào)制信號調(diào)頻斜率Km與LFM信號調(diào)制斜率μ相同時，其信號形式與LFM信號基帶信號一致，因此可考慮使用LFM信號本身作為掃頻調(diào)制信號。由于在工程應(yīng)用中，數(shù)字化干擾源對LFM信號進行采樣轉(zhuǎn)發(fā)時，通常由微波變頻模塊將LFM信號下變頻至調(diào)制中心頻率為f0的中頻信號(非基帶信號)進行數(shù)字采樣。使用LFM信號本身作為掃頻調(diào)制信號時，對干擾信號的數(shù)字調(diào)制和D/A轉(zhuǎn)換將在調(diào)制中心頻率為2f0的高中頻頻段進行，此時對可編程邏輯器件會有更高的數(shù)據(jù)處理要求，同時需要更高采樣率的D/A轉(zhuǎn)換芯片。隨著可編程邏輯器件處理能力和數(shù)模轉(zhuǎn)換(DAC)芯片采樣率的不斷提高，能夠在工程應(yīng)用中實現(xiàn)采用LFM信號本身對前沿復(fù)制轉(zhuǎn)發(fā)信號的掃頻調(diào)制。

5 結(jié)束語

本文對前沿循環(huán)復(fù)制干擾進行了理論分析和仿真，并以前沿循環(huán)復(fù)制干擾為基礎(chǔ)，進行了掃頻調(diào)制+前沿循環(huán)復(fù)制干擾的仿真分析。仿真結(jié)果表明，通過合理地選取前沿復(fù)制寬度和掃頻調(diào)制調(diào)頻斜率，能夠?qū)崿F(xiàn)對采用前沿跟蹤抗干擾措施的LFM雷達信號的有效干擾。同時，對掃頻調(diào)制+前沿循環(huán)復(fù)制干擾的工程實現(xiàn)進行了分析。