參數(shù)調(diào)制多載波雷達(dá)通信共享信號(hào)設(shè)計(jì)

楊慧婷 周 宇 谷亞彬 張林讓

(西安電子科技大學(xué)雷達(dá)信號(hào)處理國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 西安 710071)

1 引言

隨著科學(xué)技術(shù)的發(fā)展，現(xiàn)代戰(zhàn)爭(zhēng)中的裝備必須趨向于綜合化發(fā)展，但同時(shí)也不能讓過(guò)多的設(shè)備加劇惡化平臺(tái)周圍的電磁環(huán)境、增加負(fù)荷，例如無(wú)人機(jī)，就需在小體積平臺(tái)上集成多種裝備功能，并保持平臺(tái)的機(jī)動(dòng)性和綜合性，雷達(dá)和通信系統(tǒng)是平臺(tái)廣泛配備的兩種電子系統(tǒng)[1]，若能實(shí)現(xiàn)雷達(dá)通信一體化[2，3]，將大大提高電子系統(tǒng)的綜合利用率。

雷達(dá)通信一體化的理念在20世紀(jì)60年代出現(xiàn)以后，對(duì)其研究主要分為分時(shí)、分波束和同時(shí)3種體制。分時(shí)體制在通信時(shí)不能兼顧雷達(dá)探測(cè)，即在通信時(shí)存在雷達(dá)探測(cè)盲區(qū)，但相對(duì)最易實(shí)現(xiàn)，故研究的較多；分波束體制將相控陣面劃分為不同區(qū)域，利用劃分的各個(gè)陣面實(shí)現(xiàn)不同功能；同時(shí)體制將雷達(dá)信號(hào)和通信信號(hào)融合在一起，在同一平臺(tái)同時(shí)實(shí)現(xiàn)探測(cè)與傳輸功能。其一體化程度最高，是未來(lái)雷達(dá)通信一體化的發(fā)展方向。這種體制的關(guān)鍵技術(shù)更多地集中在共享信號(hào)設(shè)計(jì)，而共享信號(hào)設(shè)計(jì)主要需要解決通信數(shù)據(jù)傳輸和雷達(dá)探測(cè)之間的關(guān)系?，F(xiàn)有的共享信號(hào)設(shè)計(jì)方法基本可分為3類：①雷達(dá)與通信信號(hào)各自獨(dú)立產(chǎn)生后疊加[4]，②基于通信信號(hào)，將其改造成雷達(dá)探測(cè)波，③基于雷達(dá)信號(hào)，在其上調(diào)制通信數(shù)據(jù)[5]。文獻(xiàn)[6]中研究了利用線性調(diào)頻信號(hào)(Chirp信號(hào))上、下掃頻分別作為雷達(dá)波形和通信波形，疊加產(chǎn)生共享信號(hào)，接收時(shí)利用正交性將其分離的一體化系統(tǒng)，但其通信速率受到很大的限制，雷達(dá)性能有所降低；文獻(xiàn)[7]中研究了利用正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)信號(hào)實(shí)現(xiàn)一體化波形，但是OFDM信號(hào)不是恒包絡(luò)，峰均比較高不利于在雷達(dá)的C類放大器中放大，且對(duì)多普勒頻移較敏感，僅適用于短距離通信與探測(cè)；文獻(xiàn)[8]中研究了將通信最小頻移鍵控(Minimum Shift Keying， MSK)調(diào)制到線性調(diào)頻信號(hào)上實(shí)現(xiàn)一體化波形，該波形能在實(shí)現(xiàn)雷達(dá)檢測(cè)動(dòng)能的同時(shí)完成通信功能；文獻(xiàn)[9]研究了通過(guò)鍵控Chirp信號(hào)的初始頻率來(lái)調(diào)制通信數(shù)據(jù)從而實(shí)現(xiàn)雷達(dá)通信一體化的方法，但是雷達(dá)檢測(cè)處理的匹配濾波器要隨著發(fā)射信號(hào)的改變而改變。

本文提出一種基于Chirp信號(hào)參數(shù)調(diào)制的多載波雷達(dá)通信共享信號(hào)，主載波用于雷達(dá)檢測(cè)功能，副載波的調(diào)頻率與初始頻率參數(shù)可選，從而攜帶數(shù)據(jù)實(shí)現(xiàn)通信信息調(diào)制。在設(shè)計(jì)共享信號(hào)時(shí)，通信數(shù)據(jù)的隨機(jī)性常使不同脈沖間的信號(hào)相關(guān)性減弱，而雷達(dá)探測(cè)為進(jìn)行相干積累，需在接收端使用與之對(duì)應(yīng)的匹配濾波器，大大增加雷達(dá)系統(tǒng)負(fù)擔(dān)，本文所設(shè)計(jì)信號(hào)利用主載波的確定性提高脈沖的相關(guān)性，雷達(dá)處理系統(tǒng)不需要增加額外單元，采用同原始雷達(dá)相同的處理流程；而不同起始頻率、不同調(diào)頻率的Chirp信號(hào)能在帶寬利用率及正交性之間提供平衡。在文中對(duì)所設(shè)計(jì)共享波形的模糊函數(shù)、主副載波之間的正交性等性能進(jìn)行了分析；在接收端通過(guò)分?jǐn)?shù)傅里葉變換，根據(jù)檢測(cè)點(diǎn)的能量聚集位置進(jìn)行解調(diào)。

2 信號(hào)設(shè)計(jì)及實(shí)現(xiàn)方法

2.1 共享信號(hào)設(shè)計(jì)

共享信號(hào)設(shè)計(jì)中，在雷達(dá)探測(cè)波形上調(diào)制通信信息后，由于通信數(shù)據(jù)的隨機(jī)性，使脈沖波形產(chǎn)生差異性，需要增加額外的雷達(dá)信號(hào)處理單元，造成負(fù)擔(dān)。為減少脈沖差異性，便于雷達(dá)目標(biāo)檢測(cè)處理，設(shè)計(jì)主副載波的共享信號(hào)形式，主載波作雷達(dá)目標(biāo)檢測(cè)，副載波調(diào)制通信信息[10，11]。

副載波由待傳輸碼元從一組Chirp信號(hào)組｛skl(t)｝中選取，表達(dá)式為

式中，等間隔調(diào)頻率 1k=10+kΔ1；等間隔初始頻率fl=f0+lΔf。n=n1+n2位二進(jìn)制數(shù)據(jù)中，n1位數(shù)據(jù)映射N1個(gè)調(diào)頻率，n2位 數(shù)據(jù)映射N2個(gè)初始頻率，由通信數(shù)據(jù)鍵控映射得調(diào)頻率為1k、初始頻率為fl的Chirp信號(hào)，單個(gè)Chirp信號(hào)可攜帶nbit的數(shù)據(jù)[12]。以n1=3，n2=3的8 bit調(diào)制為例，示意圖如圖1所示，1 和f兩方向間沒(méi)有約束關(guān)系。

圖1 64進(jìn)制數(shù)據(jù)調(diào)制Fig.1 64 system data modulation

主載波確定為調(diào)頻率大于副載波調(diào)頻率選取范圍的Chirp信號(hào)，即1r＞1k，帶寬覆蓋副載波的可用帶寬，使得共享信號(hào)的帶寬始終保持不變，

利用調(diào)頻率的多樣性，給主、副載波提供良好的準(zhǔn)正交性[13]。參數(shù)選取范圍如圖2所示，主載波為確定的Chirp信號(hào)，副載波為眾多參數(shù)組合中選取的某一Chirp信號(hào)，共享信號(hào)表示為

2.2 碼元解調(diào)

共享信號(hào)的通信碼元信息利用分?jǐn)?shù)階傅里葉變換(FRactional Fourier Transform， FRFT)解調(diào)，Chirp信號(hào)的FRFT變換為

圖2 共享信號(hào)參數(shù)設(shè)計(jì)Fig.2 Sharing signal parameters design

式中，旋轉(zhuǎn)角度 α=p/2;p為變換階次。FRFT變換與Chirp信號(hào)的調(diào)頻率、初始頻率參數(shù)間的關(guān)系滿足

如圖3所示，只有在最優(yōu)階次的FRFT變換時(shí)，在分?jǐn)?shù)階傅里葉域上才有峰值輸出。接收端對(duì)接收到的共享信號(hào)進(jìn)行FRFT變換，檢測(cè)峰值，得到峰值所在的變換階次與分?jǐn)?shù)階傅里葉域坐標(biāo)，由FRFT變換與Chirp信號(hào)參數(shù)之間的關(guān)系，解得副載波的調(diào)頻率與初始頻率，從而映射出調(diào)制的碼元數(shù)據(jù)[15]。

2.3 實(shí)現(xiàn)方法

首先根據(jù)設(shè)定的映射規(guī)則，將通信數(shù)據(jù)映射到對(duì)應(yīng)的初始頻率、調(diào)頻率的Chirp信號(hào)序列中，在接收端通過(guò)分?jǐn)?shù)階傅里葉變換進(jìn)行解調(diào)。一體化框圖如圖4所示，在發(fā)送端，將通信數(shù)據(jù)串并轉(zhuǎn)換后分成n位一組，前n1位 鍵控得調(diào)頻率，后n2位鍵控得初始頻率，產(chǎn)生一個(gè)特定的Chirp信號(hào)，與主載波確定Chirp信號(hào)疊加組成共享信號(hào)，送入高斯白噪聲信道。

在接收端，雷達(dá)處理系統(tǒng)與常規(guī)雷達(dá)相同，不會(huì)增加額外處理單元。通信處理系統(tǒng)，對(duì)回波進(jìn)行分?jǐn)?shù)階傅里葉變換，依次進(jìn)行p0～pN1-1階FRFT變換，將變換后FRFT域u0～uN2-1位置處的采樣點(diǎn)設(shè)為檢測(cè)點(diǎn)，對(duì)其數(shù)據(jù)進(jìn)行門(mén)限判定，得到超過(guò)閾值的檢測(cè)點(diǎn)的階次pk和位置ul，并根據(jù)映射關(guān)系解調(diào)出通信碼元數(shù)據(jù)。

3 參數(shù)設(shè)計(jì)

為滿足通信解調(diào)準(zhǔn)確率與雷達(dá)目標(biāo)檢測(cè)分辨率，需對(duì)共享信號(hào)各參數(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)。

3.1 副載波{μk}的設(shè)計(jì)

圖3 不同階次FRFT變換圖Fig.3 FRFT graphs of different orders

圖4 共享信號(hào)實(shí)現(xiàn)框圖Fig.4 Block diagram of realizing sharing signal

副載波 ｛μk｝直接影響數(shù)據(jù)傳輸速率及解調(diào)性能；固定信號(hào)脈寬τ，μ1越大Chirp信號(hào)占用的帶寬越大，｛μk｝ 的最大取值被帶寬所限制；｛μk｝對(duì)應(yīng)n1位二進(jìn)制通信信息，初始頻率fr相同時(shí)相鄰的μk和μk+1對(duì)應(yīng)的兩個(gè)最優(yōu)分?jǐn)?shù)階傅里葉變換階次pk和pk+1的間隔Δp決定了采用分?jǐn)?shù)階傅里葉變換進(jìn)行解調(diào)時(shí)對(duì)相鄰符號(hào)的區(qū)分度，即 Δp決定了相鄰符號(hào)間的干擾程度。由式(5)推導(dǎo)可得 Δp與1k，1k+1具有以下關(guān)系：

對(duì)Chirp信號(hào)進(jìn)行非最優(yōu)階FRFT時(shí)，分?jǐn)?shù)傅里葉域譜不具有聚集性質(zhì)，而且隨著變換階次偏離p的程度Δp增大，F(xiàn)RFT的峰值明顯下降；同時(shí)調(diào)頻率越大，隨Δp增加下降得更快[16]。圖5仿真了不同 Δp下歸一化峰值的變化趨勢(shì)，歸一化調(diào)頻率分別為0.1， 0.3， 0.5， 0.7， 0.9，脈寬相同，從圖中看出，隨 Δp增大峰值幅度降低；要使得FRFT解調(diào)輸出能唯一確定峰值點(diǎn)對(duì)應(yīng)參數(shù)，可根據(jù)所需要求設(shè)定峰值幅度門(mén)限，若設(shè)定FRFT峰值幅度門(mén)限為-10 dB，則｛μk｝ 的 設(shè)計(jì)要使得Δp至少為0.03。

圖5 FRFT幅度峰值隨階數(shù)偏移變化Fig.5 Change of FRFT amplitude peak with order deviation

3.2 副載波{fl}的設(shè)計(jì)

為使具有相同調(diào)頻率μk、不同初始頻率fl的Chirp 信號(hào)在分?jǐn)?shù)傅里葉域上可以區(qū)分，相鄰的fl和fl+1對(duì)應(yīng)的分?jǐn)?shù)階傅里葉變換域上的兩個(gè)譜峰位置ul和ul+1的 間隔Δu決定了采用FRFT進(jìn)行解調(diào)時(shí)對(duì)n2位 數(shù)據(jù)中相鄰符號(hào)的區(qū)分度，即Δu決定了相鄰符號(hào)間的干擾程度。由式(5)推導(dǎo)可得 Δu與fl，fl+1存在如下關(guān)系：

對(duì)Chirp信號(hào)進(jìn)行最優(yōu)階FRFT變換時(shí)，需要在u軸上能根據(jù)峰值幅度區(qū)分出fl和fl+1，由Chirp信號(hào)的分?jǐn)?shù)傅里葉域的幅度譜

第1零點(diǎn)間距離為 |2sinα/τ|，｛fl｝的設(shè)計(jì)應(yīng)使得Δu滿足

4 性能分析

4.1 模糊函數(shù)分析

模糊函數(shù)表征了波形的距離與多普勒分辨率等特性。共享信號(hào)s(t)=sr(t)+skl(t)， -τ′/2≤t≤τ′/2的模糊函數(shù)為

由表達(dá)式可看出，可將共享信號(hào)的模糊函數(shù)分為主瓣區(qū)域χM與鄰道干擾項(xiàng)χI。主瓣區(qū)域χM為主、副載波的自模糊函數(shù)之和，表示為

而鄰道干擾項(xiàng) χI由主、副載波間的互模糊函數(shù)之和表示，是應(yīng)該盡量抑制的部分。

式中，f1,11為主載波參數(shù)，f2,12為副載波參數(shù)，

由于無(wú)法求得模糊函數(shù)的具體表達(dá)式，故對(duì)其模糊函數(shù)進(jìn)行了統(tǒng)計(jì)意義上的仿真分析，仿真參數(shù)同第5節(jié)，主瓣區(qū)域?yàn)閮蒀hirp信號(hào)模糊函數(shù)疊加，而鄰道干擾性是由兩項(xiàng)主、副載波的互模糊函數(shù)之和，其幅度相較于信號(hào)模糊函數(shù)的峰值，幅度較低，由多次仿真得到，鄰道干擾項(xiàng)幅度峰值的平均值僅為模糊函數(shù)峰值的2.2%，方差為0.000115，且峰值不位于速度-距離平面原點(diǎn)，故認(rèn)為模糊函數(shù)主要由主瓣區(qū)域決定。隨調(diào)制數(shù)據(jù)的改變，多普勒切片的主瓣寬度變化范圍均低于 1 /τ，第1旁瓣峰值隨調(diào)制數(shù)據(jù)在-13 dB上下變化；時(shí)延切片的主瓣寬度在1/B上下變化，第1旁瓣峰值在-12 dB上下變化；故當(dāng)利用發(fā)射的共享信號(hào)進(jìn)行匹配濾波時(shí)，性能將有所下降。圖6仿真了調(diào)制某一數(shù)據(jù)的共享信號(hào)的主瓣區(qū)域模糊函數(shù)圖和鄰道干擾項(xiàng)的模糊函數(shù)圖，主瓣位于速度-距離平面原點(diǎn)處的峰值幅度最高。

圖6 共享信號(hào)的模糊函數(shù)圖Fig.6 Ambiguity function of sharing signal

4.2 主載波與副載波正交性分析

主副載波間的互相關(guān)性決定了在接收端進(jìn)行匹配濾波時(shí)副載波的剩余量。主載波與副載波信號(hào)表達(dá)式如下：

其中，-τ′/2≤t≤τ′/2τ′，為信號(hào)脈沖寬度。相關(guān)函數(shù)為

式中，積分區(qū)間 [t1,t2] 取決于τ，當(dāng)0 ≤τ≤τ′時(shí)，t1=-τ′/2,t2=τ′/2-τ; 當(dāng)時(shí)，t1=-τ′/2-τ，t2=τ′/2 。令γ(t)=

互相關(guān)值取決于主副載波的調(diào)頻率差值以及頻率差值與調(diào)頻率差值的比值。根據(jù)前述參數(shù)設(shè)計(jì)主載波副載波對(duì)載波自相關(guān)特性及互相關(guān)特性進(jìn)行了仿真，由圖7可看出，主副載波的互相關(guān)值比主載波的自相關(guān)值低35 dB，表明在接收端進(jìn)行匹配濾波時(shí)，副載波剩余量很小。模糊函數(shù)表征利用發(fā)射信號(hào)進(jìn)行匹配濾波的輸出，性能有明顯下降，但本文中，主載波保持不變，僅利用主載波進(jìn)行匹配濾波時(shí)，探測(cè)性能的降低量將變小。

圖7 主、副載波互相關(guān)函數(shù)Fig.7 Cross correlation function of main carrier and subcarrier

4.3 雷達(dá)通信功率分配分析

共享信號(hào)由主載波與副載波疊加得到，則用于雷達(dá)探測(cè)的功率會(huì)有所下降，但主、副載波功能相互獨(dú)立，故可調(diào)整主載波與副載波的不同功率配比，增加用于雷達(dá)探測(cè)的功率。

雷達(dá)探測(cè)目標(biāo)由以主載波為參考信號(hào)的匹配濾波器進(jìn)行脈壓處理，處理結(jié)果基于主載波與各脈沖共享信號(hào)的相關(guān)性，相關(guān)性表示為主載波的自相關(guān)函數(shù)與主、副載波的互相關(guān)函數(shù)之和：

由4.2節(jié)分析可知，主、副載波的互相關(guān)函數(shù)相較于主載波的自相關(guān)函數(shù)幅度很低，故雷達(dá)探測(cè)結(jié)果受副載波分量影響很小。

主副載波的功率分配決定了用于雷達(dá)探測(cè)的功率，可在適當(dāng)范圍內(nèi)提高主載波的功率以用于雷達(dá)探測(cè)，表1列出了在不同主、副載波功率比時(shí)，主載波與幾組不同參數(shù)下的共享信號(hào)之間的互相關(guān)系數(shù)，從表1中可以看出，主載波所占功率越大，相關(guān)系數(shù)越接近于1，雷達(dá)探測(cè)性能越好。

表1 主載波與不同主副功率比下共享信號(hào)的互相關(guān)系數(shù)Tab.1 Cross-correlation coefficient of shared signal under different power ratios

圖8 主副載波功率比9：1時(shí)FRFT輸出Fig.8 FRFT output at main and subcarrier power ratio of 9：1

增加了主載波的功率后，副載波的功率必然會(huì)下降，利用FRFT變換的解調(diào)性能會(huì)有所下降，如圖8所示，在主、副載波的功率比為9：1時(shí)，F(xiàn)RFT變換的旁瓣在略微升高后，依然能保持在-10 dB左右，能檢測(cè)到明顯峰值，解調(diào)出碼元數(shù)據(jù)，但是主副功率比不能無(wú)限制增大，主載波功率過(guò)高時(shí)，在FRFT解調(diào)輸出譜中會(huì)覆蓋掉峰值，無(wú)法解調(diào)出數(shù)據(jù)，功率比越高，誤碼率越差，可根據(jù)應(yīng)用條件選擇主副載波的功率比。

4.4 多普勒頻移對(duì)解調(diào)的影響

雷達(dá)與通信接收端之間的相對(duì)運(yùn)動(dòng)會(huì)存在多普勒頻移fd，此時(shí)接收Chirp信號(hào)形式為

多普勒頻移fd可看作是初始頻率fc偏移，調(diào)頻率1 不受影響，對(duì)應(yīng)的是分?jǐn)?shù)階傅里葉域上的峰值位置，而峰值幅度不變，則解調(diào)器輸出峰值位置偏移量和檢測(cè)點(diǎn)幅度平方輸出分別為

多普勒頻移fd帶來(lái)的幅度平方衰減系數(shù)為

由式(22)可看出衰減系數(shù)只與多普勒頻移fd和信號(hào)脈寬τ 有關(guān)，fdτ達(dá)到0.5時(shí)幅度衰減尚不到0.1，可知多普勒頻移對(duì)檢測(cè)點(diǎn)幅值影響較小，說(shuō)明本文所設(shè)計(jì)的共享信號(hào)對(duì)多普勒是穩(wěn)健的。

4.5 誤碼率分析

本文調(diào)制方式需要考慮調(diào)頻率與頻率的配比，設(shè)比特寬度為T(mén)b，僅對(duì)調(diào)頻率鍵控時(shí)，M=2n進(jìn)制符號(hào)寬度為T(mén)s=Tbn，由于調(diào)頻率1k是變化的，不同符號(hào)鍵控輸出的Chirp信號(hào)的掃頻帶寬 1kTs也是變化的，其最大寬度由最大的 1kmax決定。則調(diào)頻率鍵控方式的帶寬效率η 滿足：

MFSK (Multiple Frequency-Shift Keying)的信道帶寬理論值為Rb(M+3)/2n(相干MFSK)，則MFSK的帶寬效率為

因此，當(dāng)1kmaxTs2＜(M+3)/2即用于調(diào)頻率鍵控的Chirp信號(hào)的最大時(shí)寬帶寬積τBmax＜(M+3)/2時(shí)，調(diào)頻率鍵控有優(yōu)于MFSK的帶寬效率。而MFSK的誤碼率性能優(yōu)于調(diào)頻率鍵控，故調(diào)頻率鍵控與頻率鍵控同時(shí)使用時(shí)，可以通過(guò)調(diào)整2種調(diào)制方式的配比，在誤碼率性能與帶寬效率間折中選擇。

5 仿真實(shí)驗(yàn)

在仿真實(shí)驗(yàn)中，設(shè)定二進(jìn)制數(shù)據(jù)對(duì)8調(diào)頻率與8初始頻率的64個(gè)Chirp信號(hào)進(jìn)行調(diào)制，根據(jù)第2部分要求設(shè)計(jì)仿真參數(shù)為：射頻fp=10GHz，時(shí)寬τ=1s，占空比10%，帶寬B=120MHz，主載波頻率fr=0MHz，調(diào)頻率1r=120MHz/μs；副載波調(diào)頻率組1k=[15,27,39,51,63,75,87,99] MHz/μs，頻率組fl=[0,3,6,9,12,15,18,21]MHz，主副載波功率比為1：1，目標(biāo)參數(shù)[ 1000m,200m/s]。

5.1 雷達(dá)性能分析

因主載波Chirp信號(hào)的初始頻率fr=f1，調(diào)頻率 1r＞1k在可用范圍內(nèi)達(dá)到最大，則主載波的頻譜帶寬內(nèi)包含了副載波用于通信的所有頻譜帶寬，主載波用于雷達(dá)目標(biāo)檢測(cè)，接收機(jī)利用匹配濾波器對(duì)回波進(jìn)行脈壓處理，結(jié)果如圖9。

圖9 脈壓結(jié)果Fig.9 Pulse compression result

分析知主、副載波互相關(guān)性較低，不影響雷達(dá)的目標(biāo)檢測(cè)，第1旁瓣依然在-13 dB左右，經(jīng)過(guò)匹配濾波器后副載波剩余量很小，幅度保持在-20 dB以下，而且增加主載波的功率后，剩余量幅度會(huì)更低，經(jīng)過(guò)匹配濾波器后的回波脈沖串有很高的相關(guān)性，經(jīng)過(guò)多普勒濾波器組進(jìn)行動(dòng)目標(biāo)檢測(cè)(Moving Target Detection， MTD)處理即可得出目標(biāo)相對(duì)速度，表明在接收端僅需使用單一濾波器即可完成，測(cè)速結(jié)果如圖10所示。

在虛警概率等于10-4條件下，本文共享信號(hào)進(jìn)行脈壓處理和不同脈沖數(shù)積累MTD處理后，檢測(cè)概率與信噪比(SNR)的關(guān)系曲線如圖11所示，脈壓與MTD處理利用相干積累提高了SNR，由于本文共享信號(hào)存在通信副載波分量，故與同參數(shù)下的單Chirp信號(hào)相比，檢測(cè)概率有所下降；但在進(jìn)行MTD相干處理后，提高了SNR，從而改善檢測(cè)概率，而且相干積累的脈沖數(shù)越多，檢測(cè)概率越優(yōu)，故采用較多脈沖積累來(lái)彌補(bǔ)共享信號(hào)雷達(dá)檢測(cè)性能降低的不足。

圖10 動(dòng)目標(biāo)檢測(cè)結(jié)果Fig.10 MTD result

圖11 檢測(cè)概率與信噪比關(guān)系曲線Fig.11 Curve of relationship between detection probabilityand signal-to-noise ratio

5.2 通信性能分析

副載波通過(guò)鍵控Chirp信號(hào)的調(diào)頻率與初始頻率來(lái)調(diào)制通信數(shù)據(jù)，通信接收端對(duì)回波進(jìn)行｛μk｝對(duì)應(yīng)的 2n1個(gè)固定階次的FRFT處理，在｛fl｝對(duì)應(yīng)的2n2個(gè)固定位置處檢測(cè)幅度值，得到上述2n1×2n2個(gè)檢測(cè)點(diǎn)中幅度值高于設(shè)定閾值的檢測(cè)點(diǎn)對(duì)應(yīng)的階次p 和位置u，即可解調(diào)出調(diào)制進(jìn)制數(shù)據(jù)。

調(diào)制數(shù)據(jù)時(shí)，將通信數(shù)據(jù)串并轉(zhuǎn)換并分組后，根據(jù)數(shù)據(jù)組的大小排列方式可在共享信號(hào)中疊加多個(gè)副載波，若后一組數(shù)據(jù)大于前一組數(shù)據(jù)，則可將這兩組數(shù)據(jù)調(diào)制到同一共享信號(hào)中，則此脈沖就有多個(gè)副載波，通信接收時(shí)不需要改變解調(diào)方式，每個(gè)副載波攜帶的數(shù)據(jù)均可解調(diào)出，只需將數(shù)據(jù)組按大小排列，以此提高通信速率；若后一組數(shù)據(jù)不大于前一組數(shù)據(jù)，則后組數(shù)據(jù)在下一脈沖調(diào)制。因此，此共享信號(hào)的通信傳輸速率在nPRF～2n?nPRF范圍內(nèi)變化，n=n1+n2為單個(gè)副載波攜帶的比特位數(shù)。若僅采用主載波疊加單個(gè)副載波的形式，此仿真參數(shù)下的通信速率為n PRF=600kb/s，通過(guò)改變參數(shù)增加調(diào)制位數(shù)可得更高傳輸速率。

AWGN信道中，本文共享信號(hào)的誤碼率仿真曲線如圖12所示，從上往下第3， 4， 5條曲線為64進(jìn)制調(diào)制的3種不同配比，即16K-4F， 8K-8F和4K-16F， K表示調(diào)頻率，F(xiàn)表示載頻，由圖12可見(jiàn)這3種方式的誤碼率性能逐漸改善，根據(jù)4.5節(jié)分析得知，這是由于FSK的誤碼率性能優(yōu)于調(diào)頻率調(diào)制，通過(guò)改變調(diào)頻率與初始頻率的不同配比可以調(diào)整本文共享信號(hào)的抗干擾性能與帶寬效率。圖中給出數(shù)字調(diào)制中的鍵控法MFSK， MASK， MPSK的理論誤碼率曲線作為對(duì)比參考，隨著調(diào)制位數(shù)M的增大，MASK和MPSK的抗噪聲性能下降，頻帶利用率上升，而MFSK抗噪聲性能更好，有更好的誤碼率性能，但頻帶利用率較差[17]。

6 總結(jié)

本文設(shè)計(jì)并研究了一種多載波雷達(dá)通信共享信號(hào)，通過(guò)對(duì)副載波Chirp信號(hào)的調(diào)頻率與初始頻率鍵控調(diào)制通信數(shù)據(jù)，利用主載波進(jìn)行雷達(dá)目標(biāo)檢測(cè)。對(duì)共享信號(hào)的模糊函數(shù)及主副載波間的正交性進(jìn)行了分析，對(duì)Chirp信號(hào)參數(shù)間關(guān)系進(jìn)行設(shè)計(jì)，在通信接收端采用FRFT變換進(jìn)行解調(diào)，并對(duì)共享信號(hào)的抗多普勒性能進(jìn)行了分析。共享信號(hào)的設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)了復(fù)雜集成電子裝備平臺(tái)中，雷達(dá)和通信信號(hào)能量和時(shí)間的一體化，這將是未來(lái)一體化電子戰(zhàn)系統(tǒng)的一個(gè)重要的發(fā)展方向。

圖12 誤碼率隨信噪比變化曲線Fig.12 Change of error rate with SNR