低噪聲混合全波電流傳感器電路設計

王 昭，趙江平

（1.廣東博威爾電子科技有限公司，廣東 中山528400；2.中山火炬職業技術學院，廣東 中山 528400）

1 傳統電流傳感電路簡介

一般來說，電流傳感器可以分為兩類。第一種是基于SenseFET的方法，其中檢測電流與通過功率晶體管的電流成一定比例。這種電流檢測通常是通過使用一個誤差放大器來鉗位檢測晶體管和功率晶體管的源漏電壓以保證兩者相等。另一種方法是通過將開關節點Vx1和/或Vx2輸入到諸如gm-C積分器來重構電感電流。

圖1給出了一種傳統的基于SenseFET的全波電流傳感器的等效電路[1]。在高邊檢測期間，S2和S4導通，而S1和S3關斷。由于放大器Amp1用于鉗位兩個晶體管Mpsen和Mip的漏極電壓，因此流過Mip的電流將被Mpsen按照一定的比例復制。采樣到的電流IH將通過Rs轉換為電壓。在低邊檢測期間，S1和S3導通，而S2和S4關斷。由于放大器Amp2用于鉗位兩個晶體管Mnsen和Min的漏極電壓，流過Min的電流將被Mnsen按照一定的比例復制。采樣到的電流IL也將通過Rs轉換成電壓。S4在高邊檢測期間導通，而低邊檢測期間則是S1導通，從而可以防止兩個放大器產生大的共模輸入變化，并且可以避免對較大壓擺率的需求。

圖1 傳統的基于SenseFET的電流檢測電路的原理圖

對于基于SenseFET的方法，在高邊功率晶體管和低邊功率晶體管進行切換時會產生大的電壓尖峰。這可能導致整個系統的比較器發生故障。而基于濾波器的電流重構器盡管可以提供狀態切換之間的平滑過渡，但其直流精度和動態特性與電感的直流電阻和電感系數高度相關[2]。盡管前期文獻已經提出了一些調諧方法來校準濾波器參數，但都不是最優的，因為進行校正需要單獨的穩態周期。因此，急需一個具備上述傳感器優點的全波電流傳感器來獲得精準的交流和直流特性。

2 低噪聲混合全波電流傳感器

為解決上述問題，設計一種混合電流傳感器結構，其工作原理如圖2所示。電感兩端的電壓將通過電壓-電流轉換器（V2I）轉換為電流信號。電流的差異將由電流重構器進行積分來建模電感電流。從而，電流重構器實際上是一個積分器。由于電感的直流電阻會影響電感電流重構的準確度，因此采用基于SenseFET的具有良好DC性能的電流檢測電路來校準重構器的輸出，以實現平滑和精確的輸出。

圖2 一種混合電流傳感器的工作原理

電流傳感器的詳細電路圖如圖3（a）所示。它由基于SenseFET的電流檢測電路、基于濾波器的電流重構器以及校準電路組成。基于SenseFET的電流檢測實際上是通過將檢測晶體管的柵極電壓，源極電壓以及漏極電壓鉗位到功率晶體管的對應部分而實現電流的鏡像。因此，功率晶體管與檢測晶體管之間的電流比由其尺寸比決定。由于在DC-DC轉換器中必須采用死區時間（高邊檢測與低邊檢測都無效）來實現高功率效率并防止故障，所以在基于SenseFET電流檢測電路的輸出中可觀察到大的尖峰，如圖3（b）中Vs所示。雖然這種檢測方法交流性能差，但Vs的直流值是準確的。基于濾波器的電流傳感器實際上是一個積分器，因此可以生成如圖3（b）中的Vsen所示的平滑波形。然而，電感的直流電阻DCR會導致DC性能變差。因此，這種混合電流傳感器結構結合了基于SenseFET方法良好的DC性能和電流重構器良好的AC性能，在一定的延遲后通過校準電路迫使Vsen跟隨Vs，從而實現低噪聲全波電流檢測。

圖3 一種混合全波電流傳感器

式（1）表示了基于濾波器的電流傳感器中電感電流和電壓之間的積分關系，假設電感的直流電阻可以忽略。

其中VX1是輸入開關節點的電壓；VX2是輸出開關節點的電壓；L是電感值；iL是電感電流。如圖3所示，這個積分是通過Ix1（Ix1是VX1通過由R1和M3組成的電壓-電流轉換器產生的）和Ix2（Ix2是Vx2通過由R2和M5組成的電壓-電流轉換器產生）對電容C1充放電實現的。電流Ix1-Ix2是通過M8和M6實現的。因此，只有Ix1和Ix2之間的差分電流會流入/流出電容。電流源M1和M2為二極管連接的M3和M5提供恒定的偏置，保證當Vx1或Vx2等于0時，它們不會關斷。傳感器的輸出如下式所示，但須滿足R3=R5=1/Gm3<

當考慮直流電阻時，目標輸出應該是

通過比較式（2）和式（3）發現，由于直流電阻的存在，式（2）中的重構電流將幾個周期之后明顯偏離式（3）中的目標值，這將導致電流檢測完全無效。為了緩解這個問題，由于基于SenseFET的電流檢測具有很高DC精確度[3]，所以不是使用復雜的調諧機制，而是使用周期性復位開關S1來強制重構電流跟隨由基于SenseFET的電流檢測電路產生的電流。當基于SenseFET的電流檢測電路穩定后，應該使復位開關S1導通，以避免錯誤復位。因此，基于SenseFET的電流檢測電路應該具有較大的帶寬以實現快速穩定。

檢測晶體管與功率晶體管之間的電流關系可以表示為：

Isen和Ipwr分別是檢測晶體管和功率晶體管中流過的電流。（W/L）sen和（W/L）pwr是檢測晶體管和功率晶體管的寬長比。如式（4）所示，電流的比率可以由寬長比來定義。

圖4 基于SenseFET的電流檢測電路的電路圖

3 全波電流傳感電路設計

3.1 基于SenseFET的電流檢測電路的電路圖

在傳統的基于SenseFET的結構中，兩個放大器用來確保電壓鉗位。因此，需要更大的靜態電流和面積。由于這兩個放大器具有不同的共模輸入電壓，所以它們必須分別進行設計，而無法重復使用。而兩個放大器的偏移可能會導致高邊和低邊檢測之間的檢測失配。為了解決這些問題，提出了一種新的只有一個放大器的基于SenseFET的電流檢測電路來輔助電流重構器。

所提出的基于SenseFET的電流檢測電路的示意圖如圖4所示。為了實現精確的電流復制，SenseFET的Mpsen或Mnsen的源極，漏極和柵極電壓應等于對應的功率MOSFET Mip或Min的源極，漏極和柵極電壓。這是利用跨導提升誤差放大器在高邊檢測期間鉗位VX1和Vpsen以及在低邊檢測期間鉗位PGND和Vnsen來實現的。

在低邊檢測期間，由于φn=1和=1，輸入電壓Vg通過C1和C2采樣。當變為高邊檢測（即φp=1，φn=0）時，由于電容兩端的電壓不能突變，節點VX1和Vpsen處的電壓會向下降到Vg相近，以適應EA的輸入范圍。在這種情況下，兩個電容作為加減器。在輸入選擇電路中，移位后的電壓由M5和M6緩沖到與Vgs相近，然后由開關選擇作為EA的輸入。在低邊檢測期間（即φn=1，φp=0），分別通過M7和M8緩沖的Vnsen和PGND被選擇輸入到EA。采樣保持（S＆H）電路由兩個開關和一個小電容C3組成。它檢測并保持EA的輸出，特別是在死區時間內。因此，可以消除基于SenseFET電流檢測電路的輸出波形中的開關噪聲。由于較大的C3限制了SenseFET環路的帶寬，而較小的C3不能有效地抑制開關噪聲，因此必須在兩個方案之間進行折衷。圖4中的輸出級實現了高邊檢測和低邊檢測之間相同的采樣比率。它也可以用作電流-電壓轉換器。M36、M38和M39的尺寸比是19∶1∶1。在高邊檢測期間，來自SenseFET電路中的Mpsen的電流流入M36和M38。因此M39和Mpsen的電流比是1∶20。在低邊檢測期間，M36和M39的電流流入Mnsen，與此同時M38關斷以確保M39和Mpsen的電流比也為1∶20。電阻Rs用作電流-電壓轉換器以生成基于 SenseFET的輸出 Vs。此外，可以利用 M35（5V NMOS晶體管）來減輕由M36，M38和M39組成的電流鏡中的溝道調制效應，這一效果是通過將M35的源極電壓或電流鏡的漏極電壓移位到大約（VCC-Vgs_M35）來實現的。另外一個5V器件M40作為一個放電路徑，用來防止M36和M38擊穿，因為如果M36和M38或者VA的漏極電壓高到比M40的柵極電壓高出一個閾值，M40就會導通。

這種全波電流傳感電路的MA中使用了跨導提升技術[4]。此外，插入M28和M29可以增加第一階段的增益，以減少EA的輸入偏移。由于gm被提升，所以EA的輸出可以連接較大的電容C3，以便在高邊和低邊檢測轉換期間保持相對穩定的Vgs_M36。與傳統的全波電流傳感器[1]相比，本文提出的傳感電路采用共享EA來減少兩個不同EA導致的失配。

所提出的基于SenseFET的電流檢測電路的環路增益可以由EA和源極退化的M36的增益得到

其中GEA是EA的增益，與負載無關，gm36是M36的跨導，rd分別對應于高邊和檢測和低邊檢測時M44和Mnsen的導通電阻。當電感電流減小時，gm36以及環路增益Lo也會減小。為了保持電流傳感器的帶寬不受電感電流的影響，可以利用功率MOS的分割來改變檢測比率[5]，以補償輕載時變小的gm36，同時也提高了DC-DC轉換器輕載時的功率效率。

所提出的基于SenseFET的電流檢測電路的頻率響應如圖5所示。它表明在所有條件下（負載分別為2 A/0.2 A的高邊/低邊檢測，總共四個條件）的直流增益高于46 dB。單位增益帶寬大于52 MHz，相位裕度約為50°。

圖5 基于SenseFET的電流檢測電路的頻率響應

3.2 混合全波電流傳感器的仿真結果

圖6 顯示了所提出的混合全波電流傳感器在不同條件下的瞬態性能。圖6（a）顯示了所提出的電流傳感器由輕載變到重載狀態下的瞬態行為。由于檢測輸出正好跟隨電感電流的變化，所以能夠驗證檢測的精確性。圖6（b）和（c）分別顯示了在重載和輕載條件下的電流波形，包括電感電流（紅色虛線），基于SenseFET的檢測電流（綠色實線）以及所提出傳感器的檢測電流（紫色實線）。與基于SenseFET的傳感器相比，所提出的傳感器在高邊和低邊檢測之間能夠進行平滑的轉換，這得益于電流重構器的積分行為。此外，由于每個周期中都有復位機制的優點以及基于SenseFET的電流檢測的良好的DC性能，即使電感的DCR未在電流重構器中建模，所提出的混合電流傳感器也不會偏離實際的電感電流。

圖6 電流傳感器的瞬態響應

3.3 DC-DC轉換器的仿真結果和討論

為了觀察該DC-DC的穩定工作狀態，對輸入都為3.3 V的情況下，輸出分別為VO=1.8 V（降壓模式），3 V（升降壓模式）和5 V（升壓模式）進行仿真，工作頻率能夠鎖定在3.3 MHz。當負載電流為10 mA時，驅動電路和其他控制模塊消耗的電流分別為1.59 mA和0.7 mA左右。圖7顯示了DC-DC轉換器在降壓、升降壓和升壓模式下的功率效率的仿真結果。在上述三種模式下測量0.1 A～0.8 A的不同負載電流的效率。降壓、升降壓和升壓模式的峰值效率值分別為92.5%、94.7%和94.7%。

圖7 降壓、升壓和升降壓模式下不同負載情況的效率仿真結果

4 結束語

為拓寬電池工作電壓范圍，延長終端系統待機時間，提出了一種快速響應升降壓型DC-DC變換器，其具有混合全波電流傳感器。混合全波電流傳感器結合了基于SenseFET的方法良好的DC性能和基于濾波器的電流重構器良好的AC性能。在這種電流傳感器和控制方法的幫助下，可以實現遲滯升降壓操作。因此，系統可分別在降壓，升降壓和升壓模式下自動運行。所搭建的電流傳感器具有高帶寬和小的建立時間。在頻率控制器的幫助下，這些特性可實現開關頻率高達3.3 MHz的DC-DC轉換器。因此，可以縮小轉換器的頻譜以減少EMI。此外，還分別給出了電流傳感器和DC-DC變換器的仿真結果和分析，用來驗證所提出的設計方案。