基于微波光子I/Q去斜接收的寬帶線性調頻雷達成像系統

楊 悅 葉星煒 張方正 潘時龍

(南京航空航天大學雷達成像與微波光子技術教育部重點實驗室 南京 210016)

1 引言

微波光子雷達作為一種新體制的雷達[1—5]，將傳統寬帶雷達信號的產生[6,7]、控制與傳輸[8—11]等功能借助電光?光電轉換轉移到光域進行處理，具有大帶寬、低傳輸損耗、抗電磁干擾等優勢，能突破現有電子雷達系統在頻率、帶寬等方面的限制，在高精度探測、高分辨成像、目標特性識別等領域具有重要應用前景。

線性調頻信號具有易于產生與處理的特點，在目前報道的微波光子雷達中得到了廣泛應用[12—18]。現有的微波光子雷達方案，可以通過微波光子混頻技術實現寬帶線性調頻信號的去斜接收，這種方式可以有效降低接收機對模數轉換采樣率的要求，并且能顯著減少數據處理量，提高數據處理的實時性。然而，目前的微波光子雷達通常采用單通道去斜接收，只能獲得實信號。由于實信號的頻譜關于零頻對稱，因此這種方法無法區分參考點兩側的目標，會造成距離向模糊。

為了避免這種距離向的模糊，需要在雷達接收端進行I/Q接收，即同時采集回波信號的同相分量與正交分量，從而在數字信號處理時將回波信號變為復信號處理。文獻[19]提出了基于I/Q電光調制器與90°光耦合器的I/Q接收機，分別在S波段與C波段對帶寬100 MHz與200 MHz的線性調頻信號實現了接近30 dB的鏡頻抑制比。文獻[20]提出了基于偏分復用?雙驅動馬赫曾德爾調制器的零中頻I/Q混頻器，工作范圍達到10～40 GHz。但是，以上研究僅論證了系統對窄帶信號的接收與處理，未驗證所提方案對GHz及以上帶寬的線性調頻信號的I/Q接收性能。此外，這兩種方案在實現I/Q接收時所需的參考本振由射頻端口輸入。這使得參考射頻本振的分配與傳輸需在電域進行，或需要增加一級光/電轉換，難以充分發揮光纖低損傳輸、抗電磁干擾等的優勢，對微波光子雷達系統的整體性能不利。

本文提出了一種基于微波光子I/Q去斜接收的雷達系統。在發射端利用微波光子倍頻實現了寬帶線性調頻信號的產生。接收端采用偏分復用?雙驅動馬赫曾德爾調制器，在兩個正交偏振態上分別利用回波信號調制光載射頻本振，并通過對調制器偏壓的調節使兩偏振態上所得去斜信號具有90°相位差，實現光域的I/Q去斜接收。此雷達在具備實時高分辨探測能力的同時，能區分參考點兩側的目標，解決了現有微波光子雷達接收機采用光子混頻去斜接收中受鏡頻干擾導致距離向模糊的問題。本文首先論證了采用I/Q去斜接收的必要性，然后介紹了所提出的微波光子雷達結構與原理，最后通過搭建帶寬為8 GHz (18～26 GHz)的微波光子雷達實驗系統，開展目標探測與逆合成孔徑雷達成像的實驗研究，證實了所提雷達系統的可行性與技術優勢。

2 I/Q去斜接收的必要性

去斜接收的過程等價于1個零中頻的混頻。雷達發射線性調頻信號時，將回波信號與參考信號混頻后，經過一個低通濾波器濾除多余的高頻分量后就能得到低頻的去斜信號。由于去斜信號的頻率遠低于發射信號頻率，去斜接收可以降低接收機對模數轉換器采樣速率的需求，從而減小數據處理量，提高雷達處理速度。

圖1 去斜接收示意圖Fig.1 Schematic diagram of de?chirping

現有的基于微波光子混頻實現線性調頻雷達回波去斜接收大多采用單通道去斜接收模式，如圖1(a)所示。假設雷達的參考距離設置在t0c/2處，且存在相對于參考距離對稱分布的兩個目標，即Δt1=Δt2。使用圖1(a)中的單通道去斜接收時，由于目標1和目標2的回波信號與參考信號混頻產生的去斜信號頻率的絕對值相同，當二者均以實信號的形式進行處理時，兩個拍頻信號會在頻譜上發生混疊，從而產生模糊。如果采用圖1(b)中的I/Q混頻接收方式，分別得到I與Q兩路相位差為90°的去斜信號，并將I路信號作為實部，Q路信號作為虛部，形成一個復信號：I+jQ，再進行傅里葉變換時，由于復信號的頻譜是單邊譜，目標1的回波信號去斜分量為負頻率，目標2的回波信號去斜分量為正頻率，這樣就能將關于參考點對稱的兩個目標區分開來。

3 基于微波光子I/Q去斜接收的雷達系統

圖2為微波光子雷達系統結構示意圖。此雷達發射機由激光器、電光調制器1、光耦合器、光電探測器1、功率放大器、發射天線等組成，接收機由接收天線、低噪聲放大器、微波功分器、電光調制器2、光濾波器、偏振控制器、偏振分束器以及光電探測器2和光電探測器3組成。其中，電光調制器2即為偏分復用?雙驅動馬赫曾德爾調制器(DPol?DMZM)，可等效為由一個1:1光耦合器、兩個雙驅動馬赫曾德爾調制器(DMZM)和一個偏振合束器組成，本文中射頻信號只接入雙驅動馬赫曾德爾調制器的一個射頻端口，另一個端口空置。此系統的工作原理如下：由激光器產生頻率為fc的光載波信號，可以表示為

利用電光調制器1(推挽式馬赫曾德爾調制器)對光載波進行強度調制，其驅動信號為任意波形發生器產生的中頻線性調頻信號，可以表示為

其中，fe表示中頻線性調頻信號的中心頻率，k為調頻斜率(假設k＞0)。通過調節直流電壓，將馬赫曾德爾調制器偏置在最大偏置點，調制后的光信號可以表示為

其中，β0為基帶信號的調制系數，小信號調制情況下，忽略3階及其以上的邊帶，式(3)可以表示為

Jn(·)表示第1類n階貝塞爾函數。經過調制后的光信號被1×2的光耦合器分為兩路，一路進入光電探測器作為發射信號，記為E1(t)，另一路則送入接收端的電光調制器2 (DPol?DMZM)作為參考信號，記為E2(t)。E1(t)經過光電探測器1轉換后變為射頻信號，再經過一個電濾波器得到輸入線性調頻信號的二倍頻信號，此信號由2階調制邊帶與載波拍頻產生，可以表示為

此信號經電放大器實現功率放大后由發射天線發射至探測空間。接收天線接收到的雷達回波信號可表示為

其中，τ為回波信號延時。雷達回波信號經低噪聲放大器放大后由功分器分為兩路，作為電光調制器2 (DPol?DMZM)的驅動信號，對參考光信號進行調制。在X偏振態(或Y偏振態，這里以X偏振態為例)，雷達回波信號接入雙驅動調制器的一臂，另一臂空置，調制后得到的光信號表示為

式中，E2(t)·exp[jβRSRF(t-τ)]表示雷達回波信號接入雙驅動調制器的一個射頻端口對其中一個支路的光載波進行相位調制之后的信號，E2(t)·exp(jψ)表示空置支路的光信號，其所包含的相位項ψ表示雙驅動馬赫曾德爾調制器兩相位調制器之間的相位差，可以通過改變外加的直流偏置對該相位差進行調節。Δφ=2kτ2-4feτ表示與去斜所得頻率無關的相位項，βR表示回波信號的調制系數，與調制器的半波電壓有關。在Y偏振態上，回波信號驅動調制器的方式與X偏振態相同。電光調制器2輸出的光信號經過光濾波器后，濾出參考光信號中的正2階邊帶以及雷達回波信號調制光載波得到的正1階邊帶，得到在X偏振態(或Y偏振態)上的光信號為

通過模數轉換后將兩信號在數字域中進行疊加，得到對應的復數基帶信號小信號調制下，可以近似取

這樣就實現了光域的I/Q去斜接收。式(11)中，解調后的復數基帶信號的頻率為2kτ，包含了目標的位置信息。通過對復信號進行傅里葉變換即可得到回波的延時，進而計算出目標與雷達之間的距離。

4 實驗及結果分析

為驗證所提方案的可行性，本文搭建了帶寬為8 GHz (18～26 GHz)的微波光子雷達實驗系統。此系統利用窄線寬激光器(KeysightN7714)產生波長為1550.1 nm，功率為14.7 dBm的光載波信號，并經過單臂馬赫曾德爾調制器(富士通FTM7938)進行調制。此調制器由任意波形發生器(泰克70001A)產生頻率為9～13 GHz，帶寬4 GHz，周期為20 μs，占空比50%的中頻線性調頻信號驅動，并偏置于最大傳輸點。調制器的輸出經過一個90:10耦合器后分為兩路：10%的光信號經摻鉺光纖放大器放大后送入接收端的偏分復用?雙驅動馬赫曾德爾調制器中(富士通FTM7980)作為參考信號。90%的光信號進入光電探測器1 (Finisar XPDV 2120，截止頻率50 GHz)后經低噪聲放大器(工作帶寬17～31 GHz)放大兼濾波后由天線輸出帶寬為8 GHz (18～26 GHz)的線性調頻信號。

為了研究產生信號的質量，利用實時示波器(Keysight DSOX93304，采樣率80 GSa/s)對其進行采樣與分析。圖3為使用短時傅里葉變換對發射信號進行時頻分析的結果，可以看到發射信號的頻率為18～26 GHz，帶寬8 GHz，實現了約30 dB的雜散抑制比。發射信號帶內雜散的產生原因是任意波形發生器自身的9.75 GHz單頻時鐘信號及其倍頻分量也經過電光調制器調制到光載波上，該信號對應的各階邊帶與包含任意波形發生器產生的中頻信號的邊帶共同進入光電探測器互相拍頻。同時，未被抑制的正負1階光調制邊帶也與單音時鐘信號及其倍頻分量在光電探測器中拍頻。二者共同產生了如圖3中所示的帶內雜散。

雷達接收天線收集到的回波信號經低噪聲放大器(工作帶寬17～31 GHz)放大后驅動偏分復用?雙驅動馬赫曾德爾調制器，對參考光信號進行調制。輸出光信號經過光濾波器(Finisar Waveshaper 16000A)濾出所需信號分量(即參考光信號中的正2階邊帶與雷達回波信號調制光載波得到的正1階邊帶)后，得到的信號光譜如圖4中虛線所示。圖4中也同時給出了電光調制器1與電光調制器2輸出信號的光譜。

圖3 發射信號時頻關系圖Fig.3 Spectrogram of transmitted signal

圖4 雷達系統光譜圖Fig.4 Optical spectra of radar system

光電探測器2和3 (康冠KG?PT?10，帶寬10 GHz)的輸出信號即為去斜信號的I與Q分量。此兩路信號分別接入實時示波器的兩個輸入端口進行采樣，采樣率均為25 MSa/s。當探測距離雷達約1.5 m的兩個角反射體目標(尺寸：4 cm×4 cm×4 cm)，并且兩個角反射體中心在距離向間隔3.5 cm與2.8 cm時，得到的I與Q路信號波形分別如圖5(a)與圖5(c)所示。對得到的復信號(I+jQ)與單路信號(Q)做快速傅里葉變換，得到如圖5(b)與圖5(d)所示的頻譜。可以發現，圖5(b)與圖5(d)中采用復信號時得到的頻譜為單邊譜，而只采用單路信號得到的頻譜是關于零頻率對稱的。此結果說明使用I/Q去斜接收實現了對鏡頻分量的有效抑制，對應圖5(b)與圖5(d)中結果的鏡頻抑制比分別達到16.7 dB和13.4 dB。在雙目標探測實驗中，圖5(b)與圖5(d)中的復信號單邊頻譜的兩個峰值分量分別對應兩個角反射體，其間距分別為0.146 MHz與0.125 MHz，通過計算得到兩目標的間距分別為2.73 cm與2.34 cm。此處計算得到的間距與兩角反射體中心的距離向間距存在一定誤差，主要是由于實驗中采用的角反射體并非理想的點目標導致。

為了進一步說明I/Q去斜接收能夠抑制鏡頻干擾導致的模糊問題，本文進行了逆合成孔徑雷達轉臺成像實驗，如圖6(a)所示。實驗中對放有一個棍狀反射體以及一個角反射體的轉臺進行成像，轉臺的半徑為14.5 cm，轉速為360°/s，以轉臺的中心作為參考點。成像的相干時間設置為0.056 s，對應轉角為20°，由此計算出方位向分辨率為2 cm。圖6(b)、圖6(c)和圖6(d)分別為采用復信號(I+jQ), Q路信號與I路信號進行成像的結果。通過圖6(c)和圖6(d)的結果可以發現，在只采用Q路或I路信息進行成像時，棍狀反射體與角反射體的像發生了混疊，無法區分。而在使用I/Q去斜接收得到的復信號進行成像時，成功區分了位于參考點兩側的棍狀目標及角反射體。

5 討論

圖6 雷達成像實驗場景與成像結果Fig.6 Experimental setup and the results of radar imaging

本文所提微波光子雷達的主要優勢在于：通過I/Q接收，對產生距離向模糊的鏡頻分量進行抑制，從而區分出參考點兩側的目標。為了實現I/Q接收，必須在I, Q兩支路間引入一個90°的相移，并且保證兩支路的幅度相等。系統中的90°相移是通過調節不同偏振態上調制器的偏置電壓得到的。I, Q兩支路存在的幅度、相位(延時)誤差會導致鏡頻抑制比下降，即I/Q去斜后得到的復信號頻譜存在目標的鏡像分量，引起探測模糊。為了消除I/Q支路不平衡帶來的影響，可以分別在模擬域和數字域進行補償。首先在模擬域對較大的延時和幅度誤差進行補償。通過在偏振分束器和光電探測器之間增加可調光延時線，補償兩路之間的延時誤差；同時增加可調光衰減器，補償I路與Q路之間的幅度誤差。然后在數字域對較小的相位和幅度誤差進行補償，補償的規則依據文獻[21]中的方法，以I路信號為基準，對Q路信號進行線性變換以補償其幅度和相位，使得變換后的I路與Q路信號幅度相等，相位相差90°，即可實現鏡頻抑制比的最大化。

此外，當發射天線與接收天線之間沒有很好地隔離時，會有信號直接從發射天線進入接收天線中。本文實驗中采用的天線是標準增益喇叭天線，實測得到的接收天線相對于發射天線抑制比約為66 dB。由于發射天線與接收天線的距離遠小于探測目標與雷達間的距離，因此直達波在去斜接收之后不會對探測目標造成干擾。盡管如此，當直達波功率較大時，仍可能導致接收機功率飽和，從而降低雷達探測的動態范圍，實際應用中應該盡量提高接收天線對直達波的抑制比。

6 結論

本文提出一種基于微波光子I/Q去斜接收的雷達系統。此系統在發射端利用微波光子二倍頻方法產生寬帶線性調頻信號，在接收端利用偏分復用?雙驅動馬赫曾德爾調制器兩個偏振態上的并行調制及偏壓控制，實現雷達回波信號的I/Q去斜接收。通過搭建帶寬8 GHz (18～26 GHz)的微波光子雷達實驗系統并開展目標探測與逆合成孔徑成像的實驗研究，證明了所提方案能有效解決現有微波光子雷達單路去斜接收中鏡頻干擾引起距離向模糊的問題，可顯著提高微波光子雷達對目標的識別能力。該雷達可應用于周界安防、自動駕駛以及太空碎片探測等諸多場景。將該雷達應用于周界安防領域時，可以對無人機等小目標進行遠距離全天候高分辨探測，有效保護重要設施的安全。在自動駕駛領域，該雷達可以全天候高分辨地感知周圍路況信息，提高自動駕駛系統的安全性。將其運用于太空碎片探測時，為了提高實時性，會將參考點設置在目標區域附近，此時該雷達可以將位于參考點兩側的太空碎片分辨開來，保障航天器的安全運行。