超低相噪光電振蕩器及其頻率綜合技術研究

劉世鋒 徐曉瑞 張方正 劉 鵬 康曉晨 楊華山 潘時龍

(南京航空航天大學雷達成像與微波光子技術教育部重點實驗室 南京 210016)

1 引言

作為現代通信、探測和測試系統中的核心部件，頻率綜合器能夠在一定帶寬范圍內靈活輸出高精度、高穩定的頻率信號，廣泛應用于無線通信、雷達探測、測試與計量、衛星等領域[1–4]。隨著技術的發展，高頻率、大帶寬、低相噪及低雜散成為新一代高性能頻率綜合系統的必然演進方向。傳統基于微波技術的頻率綜合技術采用低頻晶體振蕩器作為參考源，通過倍頻鎖相的方式產生高頻信號，但是所產生的高頻信號的相位噪聲在倍頻鎖相過程中被快速惡化(20lgN,N為倍頻因子)，難以進一步提升。

相比之下，光子技術具有低噪聲、低損耗和大帶寬等關鍵優勢，因此通過光子技術實現頻率綜合已獲得人們的廣泛重視[5–9]。光域實現微波頻率綜合技術主要包括雙光頻梳鎖定技術[5]，飛秒鎖模激光器鎖相技術[6]，半導體激光器注入鎖定技術[7]和基于光電振蕩器(Opto-Electronic Oscillator, OEO)的鎖相技術[8,9]等。雙光頻梳鎖定技術和飛秒鎖模激光器鎖相技術本質上都需要選出兩個光波長進行拍頻，將拍頻產生的微波信號作為頻率綜合器的參考信號。這兩種技術都能產生高穩定的參考信號，但為了保證選出的兩個波長的頻率穩定性，需要對光頻梳對或者鎖模激光器進行復雜的控制，很難具有實用性。而基于半導體激光器的注入鎖定技術[7]能夠實現寬帶頻綜信號產生，但是由于主光波長和從光波長之間無法嚴格相位鎖定，因此產生的頻綜信號相位噪聲性能較差。與前3種技術不同，基于OEO的頻率綜合技術采用OEO輸出的高頻、低相位噪聲的微波頻率作為參考信號，利用鎖相環技術將頻率綜合器的輸出信號和光電振蕩頻率進行相位鎖定，進而實現寬帶高性能的頻率綜合信號產生。基于該機理，Peng等人[8]利用鎖相OEO實現了高頻率分辨率的X波段頻率綜合器，輸出頻率范圍覆蓋8～10 GHz。該技術避免了傳統倍頻鎖相技術引入的相噪惡化，但其OEO輸出頻率的相位噪聲僅為–100 dBc/Hz@10 kHz，極大地限制了頻率綜合器性能的提升。此外，Beltchicov等人[9]基于振蕩頻率為10.2 GHz的OEO及鎖相技術也實現了9～18 GHz的頻率綜合器。該系統通過頻率合成輸出的10 GHz信號相位噪聲約為–120 dBc/Hz@1 kHz以及–140 dBc/Hz@10 kHz，具有很好的相噪性能。值得注意的是，該方案中采用的OEO相位噪聲約為–122 dBc/Hz@1 kHz和–151 dBc/Hz@10 kHz，從根本上保證了頻率綜合器輸出信號的頻譜純度及噪聲性能。綜上所述，基于超低相位噪聲OEO的頻率綜合技術為實現高性能先進頻率綜合系統提供了有效新思路。

本文提出了一種基于級聯相位調制器(Phase Modulator，PM)的注入鎖定OEO及其頻率綜合系統。與傳統的OEO[10–12]相比，本文利用相位調制技術展寬光譜并保持光功率恒定，降低振蕩環路中光纖引入的受激布里淵散射[13]、自相位調制[14]以及四波混頻[15]等非線性影響。采用注入信號和光電振蕩信號分別獨立調制的方式，隔離注入信號對振蕩環路微波器件的反向干擾，從而消除微波鏈路中反射干擾對振蕩信號的影響。雙輸出馬赫曾德爾干涉器(Mach-Zehnder Interferometer，MZI)實現相位調制到強度調制的轉化，之后通過平衡探測的方式消除系統共模強度噪聲，大幅提升系統信噪比。此外，本文基于所提出的OEO，聯合直接數字頻率合成(Direct Digital frequency Synthesis, DDS)與鎖相環(Phase-Locked Loop, PLL)的混合鎖相技術，實現了寬帶、高性能頻率綜合信號的產生。本文中，首先提出并分析基于級聯相位調制器的注入鎖定OEO的結構、機理及其性能，然后提出基于上述OEO的頻率綜合系統結構與原理，最后搭建基于級聯相位調制器的注入鎖定OEO的頻率綜合實驗系統，并對其產生信號的性能開展研究與分析，證實所提OEO及其頻綜系統的可行性與技術優勢。

2 基于級聯PM的注入鎖定光電振蕩器

圖1 基于級聯PM的注入鎖定OEO結構圖Fig.1 Configuration of the injection-locked OEO based on the cascaded phase modulators

圖1所示為基于級聯相位調制器的注入鎖定OEO結構示意圖，主要由光源，相位調制器(PM1,PM2)，光纖，雙輸出MZI，平衡探測器(Balanced PhotoDetector, BPD)，放大器，窄帶帶通濾波器(BandPass Filter, BPF)，壓控移相器(Voltage-Controlled Phase Shifter, VCPS)，注入源以及鎖相環等各部分組成。PM1將注入源輸出的信號相位調制到光源輸出的光載波上，輸出的相位調制光信號在級聯的PM2中相位調制上光電振蕩信號，并輸出級聯相位調制后的光信號。PM2輸出的光信號經過長光纖延時后，在雙輸出MZI中實現相位調制到強度調制的轉化，輸出兩路差分的強度調制光信號，并在BPD中進行平衡探測，實現光信號到電信號的轉化。平衡探測后的微波信號經過放大器、帶通濾波器及壓控移相器后連接至PM2的射頻端口形成振蕩環路。若注入源信號關閉，當反饋環路滿足自由振蕩條件后[16]，OEO將輸出頻率為帶通濾波器中心頻率附近的振蕩信號，但是自由振蕩的OEO輸出頻率不固定，且邊模抑制較差。

為了使OEO輸出固定頻率且具有高雜散抑制比，本文將注入源信號打開，調制到PM1上，并通過PM2、光纖、雙輸出MZI和BPD進入至光電振蕩環路，且注入信號頻率與帶通濾波器的中心頻率保持一致。得益于注入信號的牽引與對其它振蕩模式的抑制作用，OEO將在注入信號頻率處形成振蕩，并在帶通濾波器輸出端口輸出高雜散抑制比的振蕩信號[10]。此外，為了提高環路信號的信噪比以及降低振蕩信號的相位噪聲，光源輸出功率需要盡可能提高。但是基于傳統強度調制的OEO方案，隨著光源功率提高，進入到光纖中的強度調制光信號功率也將提升，容易激發光纖中的各類非線性效應[14,17]，比如受激布里淵散射、自相位調制及四波混頻等。本文在進入長光纖前采用相位調制方式，將光載波的能量分散到各個調制邊帶上，降低了光纖中受激布里淵散射的影響[17]。同時相位調制不影響輸出光信號強度，保持光能量在光纖傳播中不隨時間變化，從而降低光纖克爾非線性引入的噪聲影響。此外，為了提升OEO的頻率穩定性，本文將OEO輸出頻率相位鎖定到注入源信號上，即采用PLL技術將OEO的輸出頻率與注入源信號鑒相并將獲得的誤差信號控制VCPS的相位變化，從而反饋控制光電振蕩環路的相位，最終實現OEO輸出頻率的穩定。值得注意的是，本文引入的雙輸出MZI級聯平衡探測器的方法擁有兩倍于基于傳統強度調制OEO的光功率，光電轉化后產生的微波功率提升6 dB[18]，可大幅提升振蕩信號的信噪比。接下來對其進行理論分析，令通過PM1, PM2以及光纖后，輸入MZI的光場為

其中，E0為進入MZI的光場幅度，為光載波角頻率，θ(t)為經過PM1和PM2后相位調制總和，τ0為光纖引入的時延。假設雙輸出MZI的兩臂之間引入的時延差為τd,φd為MZI中兩臂引入的相位差，那么MZI兩臂輸出光場E1(t),E2(t)分別為(忽略MZI本征長度)

雙輸出MZI的兩路輸出光信號分別注入到BPD中，通過BPD轉化成電信號，并輸出差分后的光電流i(t)，可表示為

其中，?為BPD中單個探測器的響應度。由于光電振蕩器輸出的信號為單頻信號，所以可以令θ(t)=βcos(ω0t)，其中ω0為振蕩信號的角頻率，β為小信號調制系數。調節MZI的延時使得ω0τd=(2n-1)，其中n為整數，同時調節MZI的相對相位差使得ωcτd+φd=/2，最終由式(3)可得(忽略高階分量)

由式(2)、式(3)、式(4)式可得，BPD輸出的信號比單路PD輸出微波信號功率提升了4倍，從而大幅度提升了系統的信噪比。

根據圖1的原理結構，搭建了基于級聯PM的注入鎖定OEO，輸出信號頻率為9.9999914 GHz，其結果如圖2所示。圖2(a)為OEO輸出信號在頻率范圍為1 MHz、RBW為1 kHz的頻譜圖。由圖2(a)可知，OEO輸出信號雜散抑制比大于85 dB，表明該系統具有很低的雜散分量。這些雜散分量主要來自于光電振蕩環路中殘余的競爭模式。接下來對本文所提的OEO輸出頻率的相位噪聲進行分析，如圖2(b)中藍色曲線所示，系統產生的光電振蕩信號在1 kHz頻偏處的相位噪聲為–127.2 dBc/Hz, 10 kHz頻偏處的相位噪聲為–153.1 dBc/Hz，振蕩模式模式間隔為46 kHz左右。作為對比，紅色曲線為商用基于微波技術實現的高性能微波源(E8257D, Keysight)在同頻點處的相位噪聲曲線，其相位噪聲為–105 dBc/Hz@1 kHz以及–114.4 dBc/Hz@10 kHz。對比分析可知，本文所提出的基于級聯PM的注入鎖定OEO在1 kHz和10 kHz頻偏處的相位噪聲比E8257D分別低22.2 dB和38.7 dB，表明本系統實現了超低相位噪聲信號的產生。

為了分析光纖非線性效應對OEO相位噪聲的影響，本文在相位調制器為小信號調制狀態且輸出光功率為15.5 dBm情況下，依次在環路光纖前端和后端增加光衰減器，測試不同光衰減量下的相位噪聲情況。如圖3所示，藍色曲線和紅色曲線分別為在環路光纖的前端和后端增加光衰減器、對應OEO在10 kHz頻偏處的相位噪聲隨光衰減量的變化情況。對比兩條曲線可知，當光衰減量從0～5 dB變化時，紅色曲線對應的相噪變化較小，而藍色曲線對應的相位噪聲值比紅色曲線有了極大的提升，且逐步接近–150 dBc/Hz。表明高功率的調制光信號激發了光纖中的非線性效應，嚴重地惡化了OEO的相位噪聲。通過在光纖前端增加光衰減，降低進入光纖的光功率，可達到降低光纖非線性效應影響、提升OEO性能的效果。當光衰減量從5.0～8.8 dB變化時，藍色曲線對應的OEO逐漸從最優的相位噪聲惡化至–130 dBc/Hz左右，惡化的主要來源為環路衰減引起的信噪比損失。而紅色曲線對應的相位噪聲仍然比藍色曲線高近20 dB，表明光纖非線性效應對相位噪聲的影響在紅色曲線中仍然表現顯著。所以，為了實現最優化的相位噪聲性能，需要提高系統信噪比同時盡可能降低光纖中非線性效應的影響。

圖3 光纖非線性效應對OEO相位噪聲影響Fig.3 Influence of the nonlinear effects in the optical fiber on the phase noise of the OEO

3 基于超低相噪OEO的頻率綜合系統

目前，實現頻率綜合器的主要方式包括直接模擬頻率合成、DDS、混頻法頻率合成以及鎖相環頻率合成等幾種途徑[19]。結合第2節所提出的基于級聯PM的注入鎖定OEO，本文利用DDS與鎖相環技術實現寬帶、高性能頻率綜合系統，輸出頻率為5.9～12.9 GHz，其系統結構如圖4所示。

圖4 基于超低相噪OEO的頻率綜合器系統結構示意圖Fig.4 Configuration of the frequency synthesizer based on the ultra-low phase noise OEO

基于級聯PM的注入鎖定OEO為本文所提出頻率綜合系統提供高性能參考信號。如圖4所示，OEO輸出的9.9999914 GHz信號通過功分器分為A,B, C 3路，其中A路輸出信號與壓控振蕩器(Voltage-Controlled Oscillator, VCO)在混頻器1中混頻產生0.1～1.1 GHz的中頻信號。B路輸出信號經過10分頻器分頻后，產生多個次諧波分頻分量，其中1 GHz, 2 GHz, 3 GHz的分頻分量分別由對應的帶通濾波器選出。頻率為3 GHz的分頻分量被選出用作DDS的外部參考時鐘。DDS的輸出頻率通過編程控制，可實現0.2～1.2 GHz的頻率輸出。DDS輸出信號與來自混頻器1中的中頻信號再次混頻，輸出頻率為100 MHz的中頻信號，并與C路的光電振蕩頻率100次分頻后的信號一起輸入至鑒相鑒頻器中(Phase-Frequency Detector, PFD)。PFD輸出的誤差信號經由帶寬為1 MHz的環路濾波器(Loop Filter, LF)提取，并反饋至VCO，進行頻率穩定控制，從而實現VCO到OEO的相位鎖定。當鎖相環路穩定后，VCO可輸出頻率為8.9～9.9 GHz的信號。然后，通過將VCO輸出信號與OEO的10分頻信號中1 GHz, 2 GHz或3 GHz的分頻分量在混頻器3處混頻，實現頻率為5.9～12.9 GHz的頻率輸出。

此外，為了實現寬頻譜范圍內頻率的快速切換，系統引入射頻開關(SW1, SW2, SW3及SW4)，并通過FPGA對其快速控制。由于頻綜系統中引入了多個混頻器，混頻器輸出的交調分量將會惡化系統的雜散抑制度，因此在信號輸出端引入帶寬為500 MHz的帶通濾波器組(BPF Group)對雜散信號進行濾除，抑制殘余的雜散分量。本系統通過引入高頻、超低相位噪聲參考源，可實現頻率綜合器鎖相環路中分頻系數的大幅降低，避免相位噪聲的倍頻惡化，從而保證了系統信號的高性能輸出。

4 實驗及結果分析

基于圖4所示結構圖，搭建了基于超低相位噪聲OEO的頻率綜合器系統，其中OEO采用基于級聯PM的注入鎖定技術，輸出頻率與注入源頻率同頻(9.9999914 GHz)。OEO中激光器(Emcore 1782)輸出波長為1550.2 nm，輸出光功率為20 dBm。環路中光纖為單模光纖，類型為G652D，模場直徑為9.3 μm。光纖長度約為4.4 km且注入至光纖中的光功率約為 13 dBm。為保證注入信號不對光電振蕩器相位噪聲造成影響，注入功率低于–15 dBm，對應信號的相位噪聲為–118 dBc/Hz @1 kHz以及–122 dBc/Hz @10 kHz。此外，該頻率綜合系統主要還包括VCO(Hittite-HMC511), DDS(ADIAD9914), PFD(Hittile-HMC439)，分頻器，混頻器，低噪聲放大器，帶通濾波器，功分器和射頻開關等。實驗過程中，采用相噪分析儀(FSWP-50,R&S)對頻率綜合信號的頻譜和相位噪聲進行分析，使用實時示波器(Keysight DSOX93304，采樣率80 GSa/s)對跳頻信號進行采樣與分析。

為了驗證以基于級聯PM的注入鎖定OEO為參考源，鎖相后VCO的輸出信號性能，調節DDS參數，使其輸出599.9914 MHz信號用于VCO的鑒相鑒頻，從而使VCO輸出9.4 GHz的微波信號，其頻譜圖如圖5(a)所示。由圖5(a)可知，VCO成功產生了頻率為9.4 GHz的微波信號，且雜散抑制比在10.0 MHz的頻率范圍內達到74.3 dB。需要注意的是，在9.4 GHz頻率兩側頻偏大約1 MHz處有兩個較高的噪聲包絡，該噪聲包絡主要由帶寬為1 MHz的鎖相環引入。此外，本文還對VCO輸出9.4 GHz信號的相位噪聲進行了分析，圖5(b)給出了鎖相前VCO輸出相噪曲線(黑線)，鎖相后VCO輸出相噪曲線(紅線)以及OEO信號的相噪曲線(藍線)。由圖可知，鎖相后輸出信號的相位噪聲在1 kHz和10 kHz頻偏處分別為–115.3 dBc/Hz和–130.7 dBc/Hz，比鎖定前信號的相位噪聲分別低65.2 dB和47.3 dB，表明VCO輸出信號鎖相至OEO后相位噪聲比鎖相前有了極大的提升。值得注意的是，鎖相后VCO信號的相位噪聲相對于OEO相噪仍然有較大的差距，在1 kHz和10 kHz頻偏處比OEO的相位噪聲分別高11.9 dB和22.4 dB，其主要原因在于VCO本征噪聲、DDS本征噪聲和鎖相環帶內噪聲的總噪底比OEO的噪底要高。為進一步降低VCO輸出信號的相位噪聲，可通過引入更低本征噪聲的VCO和DDS，并優化鎖相環的有源噪聲。

圖5 VCO輸出頻率為9.4 GHz信號的結果圖Fig.5 Output results of the 9.4 GHz signal generated by the VCO

改變DDS輸出頻率，VCO輸出頻率也會隨之變化。圖6為VCO輸出信號頻率為8.9～9.9 GHz、步進為0.1 GHz的相位噪聲和雜散抑制情況。由圖6(a)可知，VCO輸出各頻點在10 kHz頻偏處的相位噪聲值為–130 dBc/Hz左右，表明VCO鎖相至超低相噪OEO后實現了寬帶、低相噪信號的產生。圖6(b)為VCO輸出各頻點的雜散抑制情況，從圖中可知，各頻點雜散抑制比都大于70 dB，說明該系統具有高頻譜純度。

由于VCO輸出的頻率范圍有限，為進一步拓展頻率綜合系統的輸出頻率范圍，將VCO的輸出信號與OEO的10分頻后的次諧波分量(分別為1 GHz,2 GHz, 3 GHz)進行混頻，從而實現了5.9～12.9 GHz的頻率合成，其結果如圖7所示。圖7(a)為本文所提出頻率綜合系統輸出頻率為5.9～12.9 GHz、步進為1 GHz情況下的相位噪聲曲線。由圖7(a)可知，頻率綜合系統輸出信號的相位噪聲在5.9～12.9 GHz范圍內具有高一致性，且在近頻偏處相對于VCO有極大提升。圖7(b)分析了該頻率綜合系統的在不同頻率下、10 kHz頻偏處的相位噪聲值和雜散抑制情況。由圖可得，其10 kHz頻偏處相位噪聲在5.9～12.9 GHz范圍內均低于–125 dBc/Hz，最低能到–135 dBc/Hz，表明該系統在更大工作頻率范圍下仍然能保持低相位噪聲的信號輸出。值得注意的是，輸出信號的雜散抑制比隨頻率在65～70 dB范圍內變化，比圖6(b)惡化了5 dB左右，主要原因在于混頻器是非線性器件，混頻后的信號中包含眾多交調分量，惡化了系統雜散性能。此外，還對頻率綜合系統的跳頻時間進行了分析，如圖7(c)所示，從9.04 GHz到9.02 GHz的跳頻時間低于1.48 μs，表明該系統具有快速跳頻性能。

圖7 頻率合成輸出為5.9～12.9 GHz的情況Fig.7 Frequency synthesyzing performance within 5.9～12.9 GHz

5 結束語

本文提出一種基于級聯PM的注入鎖定OEO及其頻率綜合系統。該OEO利用相位調制輸出光信號具有光譜寬、功率恒定的特點，降低了光纖中的非線性效應引入的強度噪聲。還利用雙輸出MZI級聯BPD的結構實現相位調制到強度調制的轉化并有效提高了系統的信噪比。為了降低光電振蕩信號的邊模抑制比，采用在PM1中注入信號的方式，實現了注入鎖定OEO，其輸出頻率為9.9999914 GHz，其相位噪聲分別為–127.2 dBc/Hz@1 kHz和–153.1 dBc/Hz@10 kHz，比Keysight E8257D在相同頻點、相同頻偏處分別低22.2 dB和38.7 dB，具有超低相位噪聲性能。此外，本文還基于所提出的超低相位噪聲OEO構建了一個寬帶頻率綜合系統。該頻率綜合系統采用DDS和PLL混合技術，實現了VCO鎖相至OEO中，并輸出8.9～9.9 GHz信號，且相位噪聲保持在–130 dBc/Hz@10 kHz附近，雜散抑制比優于70 dB。最后，本文通過引入電混頻器、帶通濾波器組及射頻開關，將頻率綜合系統的工作頻率進行了拓展，實現了5.9～12.9 GHz的頻率輸出，對應的10 kHz頻偏處相位噪聲仍然為–130 dBc/Hz附近，跳頻時間小于1.48 μs，且雜散抑制比優于65 dB。值得注意的是，通過改善或者引入更高性能VCO、DDS和鎖相環，可進一步提升該頻率綜合系統的相位噪聲性能。綜上所述，本文所提出的基于級聯PM的注入鎖定OEO及其頻率綜合系統具有寬帶、超低相位噪聲、低跳頻時間等特性，可應用于現代衛星通信、電子戰系統、雷達探測以及高端儀器儀表等領域。