一種V/U頻段零中頻發射信道小型化設計

余 江

(廣州海格通信集團股份有限公司，廣東 廣州 510656)

0 引言

超短波通信作為目前視距通信的主要手段，具有以下優點：① 頻段寬、通信容量大；② 視距以外的不同網絡電臺可以用相同頻率工作，不會互相干擾；③ 可用方向性較強的天線，有利于抗干擾；④ 受晝夜和季節變化影響小，通信較穩定。因此，超短波通信是目前軍用電臺的主要通信手段。在小型化、低功耗的發展趨勢下，超短波電臺也向著小型化、輕型化和網絡化發展。作為電臺的主要部分，射頻信道的輕小設計成為電臺整機設計的主要手段。鑒于目前廣泛使用的超外差技術架構，由于經過了變頻電路，使整個發射通路變得復雜，無論在器件規模還是功耗方面都在小型化設計時顯得捉襟見肘。伴隨著集成電路技術的發展，發射機技術也正向著小型化、寬帶化及高頻化方向發展，單芯片調制器的技術成熟，使得正交發射成為可能。本文在小型化、低功耗的前提下，基于正交發射的基本架構，從基帶電路、頻率合成和射頻信道3個方面對V/U頻段的寬帶發射信道進行了設計。

1 基帶電路設計

零中頻發射機[1-6]適用于中等性能指標的寬帶數據傳輸，由于設計成CMOS SOC集成結構，多用于低成本、低功耗的寬帶應用，如藍牙及WiFi等都采用零中頻發射架構。圖1給出了零中頻發射機的架構示意圖。

圖1 零中頻發射機架構示意圖

基帶信號I(t)和Q(t)經本振作用后直接變頻到最終的發射頻率fT，然后在調制器輸出端組合成信號S(t):

S(t)=I(t)cos(ωTt)-Q(t)sin(ωTt)，

其中：I(t)=A(t)cos(φ(t))，

Q(t)=A(t)sin(φ(t))，

則S(t)=A(t)cos(ωt+φ(t))。

S(t)即為正交發射的射頻信號。

與超外差發射機比較，由于沒有鏡像噪聲和中頻分量，調制器的輸出不再經過帶通濾波器，而是直接與功率放大器的輸入相連接，信號經功率放大器放大和低通濾波器或帶通濾波器(用來抑制功率放大器的諧波和寬帶噪聲)濾波后發射出去。同樣，功率放大器匹配網絡被用來優化功率輸出與線性度之間的關系。零中頻發射機對后端的線性度、頻譜純度和I/Q平衡性要求更高，由于本振與射頻同頻，射頻信號通過不合格的屏蔽會使VCO再調制，使頻譜擴散。但基于零中頻發射機架構優勢，只需要一個簡單的本振發生器，不再需要中頻部分，大大簡化了發射機組件，從而降低成本和尺寸。

如圖2所示，基帶變頻采用ADI公司的正交調制LTC5598IUF[7]，標稱工作頻段5 MHz～1.6 GHz，在V/U頻段， LTC5598IUF作為正交調制器，將I/Q基帶數據直接調制到射頻，減少中頻級處理的同時減少因混頻帶來的雜散，這將有利于發射雜散控制和小型化設計。

基帶I/Q數據經AD9716BCPZ雙路數模轉換后，通過LT6600-10[8]濾波成形進入調制器LTC5598IUF，與本振信號調制，生成V/U頻段的射頻信號。基于LTC5598IUF優秀的調制性能，可以實現EVM<1%，ACPR>55 dB的優異射頻指標。如圖3和圖4所示。其中LT6600-10是一塊噪聲極低差分放大器和10 MHz低通濾波器，它將一個全差分放大器和一個近似契比雪夫(Chebyshev)頻響的4階10 MHz的低通濾波器集成在一起實現濾波和放大功能。僅需要多個精準的外部元件對增益和帶寬進行修整，且濾波器 10 MHz 截止頻率和通帶波紋是在內部設定，無需外部元件，芯片內部還提供了必要的電平移位，用于輸出共模電壓。AD9716BCPZ[9]是一款低功耗雙路模數轉換器，在125MSPS時的功耗降至35 mW。

圖2 基帶電路框圖

圖3 基帶調制后EVM測試圖

圖4 基帶調制后ACPR測試圖

2 頻率合成設計

頻合電路為發射電路提供本地振蕩器，一般提供可變本振的電路有單鎖相環、DDS和乒乓式鎖相環3種，不同特性如表1所示。

表1 不同本振技術的優缺點比較

指標單PLLDDS乒乓式PLL工作頻率較高低較高頻率分辨率一般極高一般鎖定速度慢快快相位噪聲較低低較低頻譜雜散低高低功耗低高一般面積一般低高

為提高頻率轉換的速度，滿足超短波通信快速跳頻需求，并合理控制功耗，本振采用了2個鎖相環路交替輸出的乒乓式鎖相環，即第1個頻率合成器鎖定在某一個頻率時，接通開關輸出該頻率信號，同時斷開另一個頻率合成器的輸出開關，并為該頻率合成器送下一組頻率數據，進行頻率轉換。當換頻時，接通該環輸出并斷開前一個頻率合成器的輸出，如此循環可使頻率轉換時間不大于10 μs。

采用乒乓切換的跳頻源本振方案需要重點考慮2個環路之間的干擾和開關隔離度。試驗結果表明，2個環路分開，通過合理的布線和良好的屏蔽，選用高隔離度的射頻開關，可以實現80 dB的隔離，滿足應用需求。

設計采用集成VCO的寬帶頻率合成器ADF4351[10]。ADF4351是ADI公司生產的一款低噪聲寬頻帶鎖相環(PLL)，歸一化噪聲基底為-221 dBc/Hz，VCO輸出頻率范圍2 200～4 400 MHz，利用內部可編程分頻器，輸出頻率可低至35 MHz。

設計需要30～512 MHz的本振頻率，配置寄存器，使PLL輸出60～1 024 MHz，采用二分頻的方式實現本振30～512 MHz的本振輸出。本振電路框圖如圖5所示。

圖5 本振電路框圖

根據鎖相環設計理論[11-16]，在壓控振蕩器(VCO)壓控靈敏度，鑒相器鑒相增益一定的情況下，PLL的設計主要是環路濾波器的設計，利用ADI公司PLL仿真工具ADIsimPLL，采用30.72 MHz晶振作為參考頻率，鑒相頻率15.36MHz進行仿真設計，電路圖如圖6所示。在413.5 MHz處的相位噪聲為-127 dBc/Hz@100 KHz，-145 dBc/Hz@1 MHz，如圖7所示,滿足超短波電臺發射噪聲要求。

圖6 ADF4351電路圖

圖7 實際測試相位噪聲

3 射頻電路設計

如圖8所示，基帶數據經調制后的射頻信號進入射頻電路，不失一般性，射頻信號功率為0 dBm，無法滿足超短波通信所需的功率和噪聲要求，需要射頻鏈路對射頻信號進行調理，包括信號的放大、濾波和衰減電路。

圖8 零中頻發射機信道框圖

調制信號首先經過一級放大電路，將信號放大到15 dBm左右，進入第1級濾波器，在超短波通信中，為了解決共址干擾問題，一般采用跳頻窄帶濾波器，可有效濾除帶外噪聲，保證發射的頻譜純度。經過第1級跳頻濾波器后，射頻信號經過數控衰減器，通過對末級功放的檢波，反饋給數字端，控制數控衰減器，將寬頻帶的射頻信號控制在合理的功率水平，保證發射功率平坦。之后，射頻信號經第2級放大器，將功率推到20 dBm，保證在經過第2級跳頻濾波器后，功率水平不低于16 dBm，第2級放大器的選型1 dB壓縮點不低于21 dBm。經過第2級跳頻濾波器后，射頻功率為16 dBm，底部噪聲為環境熱噪聲-174 dBm/Hz，以此功率接入后級功放單元，通過共址和放大，達到超短波通信所需的功率水平，一般為33 dBm或37 dBm。增益與噪聲分配如表2所示。

表2 增益與噪聲分配表器件參數

射頻參數放大器G:15dBNF:5dB跳頻濾波器插損:4dB阻帶:40dB放大器G:10dBNF:5dB跳頻濾波器插損:5dB阻帶:40dB0dBm15dBm11dBm21dBm16dBm-145dBm/Hz-130dBm/Hz-170dBm/Hz-155dBm/Hz-174dBm/Hz

與超外差發射機的信道相比，零中頻發射機在電路尺寸、功耗及成本方面有了明顯降低，整個發射信道功耗不大于1 W，射頻輸出頻譜如圖9所示。

圖9 零中頻發射機發射頻譜圖

4 結束語

本文設計的V/U頻段發射機設計方法，通過合理的信道、頻合和基帶設計，實現了低功耗、高性能的有效折中，在功耗不到1 W的前提下，實現輸出功率16 dBm ，寬帶噪聲滿足超短波通信要求。該本振電路可以作為獨立模塊，用于超外差收發信機的可變本振，實現高速跳頻。本發射機基于零中頻發射機的架構優勢，采用小型化、集成化的器件，實現手持式V/U頻段發射機設計，在此基礎上，通過合理的上變頻設計，可以實現更寬頻段的小型化發射機。