無人機寬帶數據鏈信道均衡技術研究

王利平，桑會平

(中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊050081)

0 引言

隨著航空技術以及軍事裝備的發展，無人機(Unmanned Aerial Vehicle，UAV)作為一種遠程可操控的航空器，具有質量輕、體積小及使用便捷等特性，在軍用和民用方面都發揮著非常重要的作用[1]。無人機數據鏈是實現地面控制系統與機載平臺實時、可靠與穩定通信的重要手段，能夠傳遞地面遙控指令、遙測接收無人機飛行狀態和傳感器獲取的情報數據，同時實現無人機機群內部間的高效戰術協同[2]。

隨著無人機偵查信息技術的飛速發展[3]，無人機平臺搭載的傳感器種類和數量不斷增多，所獲取的圖像、視頻等信息數據龐大，同時偵查信息需要及時傳回地面進行處理。因此，無人機數據鏈系統需要不斷提高寬帶傳輸能力，以滿足日益增長的數據傳輸需求。

無人機寬帶數據數據鏈所面臨的信道為頻率選擇性多徑信道[4]，這種信道下會產生嚴重的符號間干擾(ISI)，引起判斷誤差。并且，數據傳輸速率越高，碼間干擾越嚴重。因此，為了消除碼間干擾，信道均衡是目前無線通信系統中普遍采用的技術[5]。

本文針對SC-FDE系統高速傳輸時信道均衡實現復雜度高、硬件資源消耗大以及不利于并行實現等問題，提出一種時域、頻域相結合的高速信道均衡方案，該方案利用幀結構中的前導序列在頻域實現信道估計、在時域完成信道均衡。

1 無人機寬帶數據鏈信道特性

1.1 時延擴展

相干帶寬是表征多徑信道時延擴展的一個重要參數之一，是指某一特定的頻率范圍，在該頻率范圍內的任意2個頻率分量都具有很強的幅度相關性[6-7]，定義為：

(1)

式中，στ為信道的均方根延擴展。

如果信道的相干帶寬小于發送信號的帶寬，則該信道特性會導致接收信號波形產生頻率選擇性衰落，即某些頻率成分信號的幅值得到加強。而另一些頻率成分的信號幅值卻衰落，此時，接收信號包含由經歷了不同衰減和時延的多徑波形的疊加，因而，產生接收信號失真。頻率選擇性衰落引起數字信號傳輸出現ISI。反之，如果多徑信道的相干帶寬大于發送信號的帶寬，則接收信號經歷平坦衰落，在平坦衰落中，信道的多徑結構使發送信號的頻譜特性在接收機內仍能保持不變。

典型的無人機地空2徑信道模型如圖1所示。

發射信號由2個不同的傳輸路徑到達接收機時，產生的距離差為：

(2)

設接收天線高度為3 m，飛行高度為1 000～5 000 m，飛行距離10～200 km時，視距徑與反射徑的時延差為0.1～8.9 ns。

無人機寬帶數據鏈的發射信號帶寬為300 MHz以上，遠大于信道的相干帶寬，信道的頻率選擇性衰落非常嚴重，必須采取均衡措施。

1.2 時變性

相干帶寬描述了無線信道的色散特性，但不能描述無線信道的時變性。無線信道的時變特性是發射機和接收機的相對運動或者信道中其他物體的運動引起的。

相干時間是表征信道時變性的一個重要參數，其物理意義是在相干時間內、不同時刻信號經歷的衰落有很大相關性，定義如式(2)所示[8]：

(2)

根據基帶信號的符號周期Ts和Tc關系，將信道分為慢衰落(TsTc)。

無人機寬帶數據鏈工作在Ku頻段，相對運動速度約為1馬赫，根據式(2)，相干時間約為25 μs，而基帶信號的符號周期小于5 ns，遠小于相干時間。所以，從時變性分析，無人機寬帶數據鏈信道為慢衰落信道。

2 信道均衡與實現

信道均衡是指對信道特性的均衡，即接收端的均衡器產生與信道特性相反的特性，用以減少或消除因信道的時變多徑傳播特性引起的碼間干擾[9]。

2.1 單載波頻域均衡(SC-FDE)

在單載波無線通信系統中，目前最常用的就是SC-FDE[10-12]。SC-FDE利用單載波進行通信，但是與傳統單載波通信不同，其采用分組傳輸模式，信道均衡是在頻域完成而不是時域。SC-FDE系統發送端發送的是高速單載波信號，接收端通過FFT和IFFT變換來實現頻域均衡，其基本原理如圖2所示。

圖2 SC-FED系統原理框圖

SC-FDE的均衡原理如下：

假設在理想同步條件下，每N個碼元經過星座圖映射后組成一個傳輸數據塊x，則接收到的數據符號為：

yn=hn?xn+vn，n=0，1，…,N-1，

(3)

式中，vn為加性噪聲，?為卷積符號，hn為信道沖擊響應。經過FFT變換后，頻域為：

Yk=XkHk+Vk，k=0，1，…，N-1，

(4)

式中，Hk為信道的頻率響應。假設同步和信道估計都是理想的，進行頻域信道均衡后：

Zk=WkYkHk+WkVk，k=0，1，…，N-1，

(5)

式中，Wk為頻域均衡濾波器系數，理想情況為：

(6)

則：

Zk=Yk+WkVk，k=0，1，…，N-1。

(7)

經過IFFT變換后，時域為：

(8)

根據式(8)可以看到，在理想信道估計和無噪聲的條件下，通過頻域均衡可以完全消除無線信道的影響，無失真恢復原始發送信號。

綜合以上分析可以看到，在SC-FDE系統信道均衡處理時，至少需要進行長度為N的FFT和IFFT運算，在高速數據傳輸時，為提高傳輸效率，一般N取值較大，這導致實現復雜度高、硬件資源消耗大、不利于高速并行實現，針對此問題，本文提出一種時域、頻域相結合的高速信道均衡方案，稱之為單載波時域均衡(SC-TDE)。

2.2 單載波時域均衡(SC-TDE)

SC-TDE沿用了SC-FDE系統的傳輸幀結構，在頻域估計出信道沖擊響應(CIR)，然后根據CIR計算均衡系數；在時域，將均衡系數與接收信號進行卷積運算完成高速均衡處理。

2.2.1 頻域信道估計

信道估計的性能決定了信道均衡的性能。信道估計的基本思路為：發送一個已知的UW[13]序列，序列在無線信道傳輸過程中，信道特性會改變接收序列的幅度和相位，根據接收序列相對于已知發送序列的變化，可以估計出信道特性。

設X，Y分別為發送和接收序列的FFT，則信道的頻率響應估計值為：

(9)

在不同準則下的均衡系數可以表示如下：

(1)迫零(ZF)準則[14-15]

ZF準則，估計值為：

(10)

這種方法計算簡單、估計精度較高，在無噪聲條件下可以無失真地恢復原始信號，其在實際系統中得到了廣泛應用，但是當信道存在深衰點時，噪聲會被放大，從而影響信號判據。

(2)MMSE準則

MMSE準則下的均衡系數估計值為[16]：

(11)

可見，MMSE準則在計算均衡系數時考慮了信道噪聲的影響，即使信道存在深衰點也不會過多地放大噪聲，但是信號沒有被無失真地恢復出來，并且實現復雜度較高。

為了降低噪聲的影響，可以對多個UW序列進行平均濾波，然后做FFT運算得到式(11)中的Y。對已知發送UW做FFT運算得到X，根據式(6)即可得到頻域信道響應H(k)。然后基于ZF或MMSE準則計算頻域均衡系數Ceq，通過IFFT運算，將其變換到時域，得到時域均衡系數，并進行降噪處理，流程如圖3所示。

圖3 信道估計處理流程

2.2.2 時域信道均衡

信道均衡在時域通過卷積運算完成，如圖4所示。相比于SC-FDE，本方案不需要對信號進行頻域與時域的相互轉換，避免了2個N點的FFT和1個N點IFFT運算，并且可以根據輸入信號的速率靈活地調整均衡處理的并行度，適宜高速并行實現。

圖4 信道均衡處理流程

2.3 仿真分析

利用Matlab構建QPSK系統仿真模型，分別對基于不同準則生成均衡系數及均衡在時域和頻域進行實現時的誤碼性能進行仿真對比。

圖5為在AWGN信道下，系統的誤碼性能，其中FDE_MMSE曲線、FDE_ZF曲線、TDE_MMSE曲線為均衡系數沒有進行降噪處理時的誤碼率曲線，可以看到均衡處理使得系統性能下降約0.5 dB。TDE_Z曲線為均衡系數進行降噪處理時的誤碼率曲線，可以看到降噪后的TDE_ZF仿真曲線與理論曲線幾乎重合，這說明，在AWGN信道下，系數降噪處理消除了信道均衡帶來的性能損失。

圖5 AWGN信道下系統誤碼性能

圖6給出了系統在SUI1信道、Jakes多普勒譜下的系統誤碼率曲線。由圖6可以看出，不同算法的誤碼率曲線基本重合，差異不大；本文的信道方案具有與傳統SC-FDE近乎相同的性能，但計算復雜度、資源占用情況卻大大降低。

圖6 SUI1信道下系統誤碼性能

2.4 FPGA硬件實現

基于Xilinx FPGA硬件平臺(XC7K480T)，對本文方案進行了硬件實現，進一步驗證了方案的可行性，為工程應用奠定了重要基礎，其中調制方式為QPSK，傳輸速率為400 Mbps。本方案中只需計算16點的FFT和IFFT，大大節省硬件資源，降低實現復雜度、減少信號處理延時。

3 結束語

針對無人機寬帶數據數據鏈因多徑傳輸帶來的ISI問題，在分析傳統SC-FDE的基礎上，提出一種時域、頻域相結合的高速信道均衡方案，該方案在頻域實現信道估計、在時域完成信道均衡。相比于傳統方案，不需要對信號進行頻域與時域的相互轉換，可以避免2個N點的FFT和1個N點IFFT運算，并且可以根據輸入信號的速率靈活地調整均衡處理的并行度，適宜高速并行實現。同時，對本方案進行Matlab仿真對比分析和硬件實現，進一步驗證方案的可行性，為工程應用奠定了重要基礎。