基于循環路徑的級聯多電平逆變器母線電容波動均衡控制系統

(1.浙江工業大學 容大后勤集團,杭州 310014; 2.浙江工業大學 機械工程學院,杭州 310014;3.浙江工業大學,杭州 310014)

0 引言

在大功率或者中高壓的環境下，多電平逆變器與傳統兩電平逆變器相較而言存在一定差異，其憑借其輸出電壓穩定、控制方便等特點，成為該領域研究的熱點，并逐漸開始取代兩電平逆變器[1-2]。級聯多電平逆變器的使用范圍廣泛，并使用于各個行業，如：電力、石油、化工、采礦、煤炭等。將級聯多電平逆變器為主電路的控制系統投入和使用到其中，改善了功率因數，避免了直接起動造成對電機損壞和對電網的沖擊事故，減少了停產維修時問，裝置的智能化優化了生產工藝，提高了產品質量，也帶來了十分可觀的直接經濟效益，在某些場合大于節能本身帶來的效益。然而在這種逆變器中母線的電容波動對其運作有著極為重要的作用[3-4]。為了更好地使級聯多電平逆變器正常運作，需要保證母線的電容波動一直保持在均衡狀態，故而對此進行研究。王瑞, 趙金提出四開關逆變器直流母線電容電壓均衡控制研究方法，首先通過電路分析給出電容電壓波動公式，指出從正常運行切換到四開關拓撲結構瞬間流入電容中點電流的相位對兩電容電壓波動的影響。分析了電容電壓產生漂移的原因并給出通過發送特定開關狀態實現兩電容電壓均衡的控制方法。實驗結果驗證了分析的正確性和電壓均衡控制方法的有效性[5]。 但其運行過程復雜，沒有良好的實用性。張兵, 王政, 儲凱,等人提出NPC型三電平逆變器容錯控制模式下的母線電容電壓波動控制分析方法，通過實驗對理論推導的母線電容電壓波動規律及其在容錯控制模式下母線電容電壓波動抑制策略進行驗證[6]。但這種方法在同等輸出容量條件下功率器件耐壓等級增加、系統運行效率降低并且還對負載星形聯結方式產生依賴性。

為解決上述問題，本文提出基于循環路徑的級聯多電平逆變器母線電容波動均衡控制系統，通過基本工作原理，根據工作環境以及多電平逆變器運作特征來分析其內部母線電容電壓波動特性，以保證其波動穩定來促進多電平逆變器的運作。

1 硬件設計

在研究的級聯多電平逆變器中，以4電平級聯逆變器作為研究對象，逆變器結構如圖1所示。

圖1 逆變器結構示意圖

級聯多電平逆變器母線電容波動均衡控制系統的硬件運行環境主要包含調頻盲卷積開發平臺、母線電容大數據采集器、均衡控制器三個組成部分，其具體結構如圖2所示。

圖2 調頻盲卷積開發平臺結構圖

1.1 調頻盲卷積開發平臺

調頻盲卷積開發平臺以具有2個鎖相環的Cyclone EP 1 C6Q24017器件作為核心搭建設備。且在該設備周圍分布著Flash存儲器、SDRAM存儲器件、電源擴展插座、母線電容大數據采集器等多個組成部分。

其中，Flash存儲器具備16 Mb的基礎存儲空間，可在系統運行過程中，通過調頻盲卷積理論獲取大量的聚類控制數據，在I/O引腳控制開關處于持續連接狀態時，存儲器釋放空間內的暫存數據，回歸原始連接狀態[7]。

SDRAM存儲器件具備一個DB9串行口，可通過并行連接開關控制該模塊與Cyclone EP 1 C6Q24017器件間的連接狀態，當系統中的母線電容大數據滿足調頻盲卷積原理的調用條件時，對系統中的運行數據進行長久存儲處理。

電源擴展插座是系統中的核心供電單元，滿足3.3 V的額定輸電要求，可以JTAG方式連接多個運行環節，在輸電控制過程中，通過調頻盲卷積原理實現對Cyclone EP 1 C6Q24017器件的間性供電。

1.2 母線電容大數據采集器

母線電容大數據采集器作為整體控制系統硬件運行環境的核心處理模塊，可經過SPI聚類分頻器對電容大數據進行基礎篩選處理后，與調頻盲卷積開發平臺的Cyclone EP 1 C6Q24017器件相連。這種新型的系統搭建方式，在電容大數據采集器的基礎上，增設了兩個輔助移位寄存器設備。其中，一個設備可同時接收Cyclone EP 1 C6Q24017器件和SPI聚類分頻器中的電容大數據，另一個設備在原始移位寄存器的基礎上，對母線電容大數據進行線性整合，并將這些數據按照符合調頻盲卷積抓取規則的排列順序，傳輸至母線電容大數據采集器中。控制寄存器作為大數據采集器的直屬下級結構，能夠以從機選擇的方式判斷上級結構中電容大數據的連接屬性是否滿足線性調頻盲卷積原理，并在電源擴展插座保持額定工作限度的條件下，將這些電力大數據以IRO信息流的形式傳輸至Avalon總線接口。該接口是系統大數據采集器、均衡控制器間的唯一信息傳輸途徑。圖3反應了母線電容大數據采集器的詳細結構。

圖3 母線電容大數據采集器結構圖

1.3 均衡控制器設計

均衡控制器作為硬件運行環境的末尾模塊，可對整個系統中運行的電容大數據進行整合處理。SDRAM芯片作為該模塊的核心搭建設備，可以通過調節電力大數據存儲空間的方式，來滿足線性調頻盲卷積原理約束下的系統聚類代碼空間。Avalon總線接口是均衡控制器與外界系統運行環境進行數據通信的唯一交流通道，可以在PC傳輸標準的約束下，直接獲取SDRAM芯片中的電容數據，并利用線性調頻盲卷積原理對系統中的聚類指令進行調節分析。SDRAM芯片與Flash存儲器中記憶單元具備相似的物理性質，可通過Flash存儲器的I/O引腳與Avalon總線接口相連，并在保持持續連接的狀態下，控制數據在系統中的傳輸速率。電容數據從Avalon總線接口到SDRAM芯片的傳輸過程中，始終遵循線性調頻盲卷積原理，且在聚類控制指令的促進下，均衡控制器始終能夠保持良好的運行狀態，圖4反應了系統均衡控制器的詳細搭建原理。

圖4 均衡控制器搭建原理詳解圖

通過對各個模塊的結構進行設計，為其軟件設計部分打下基礎，能夠清晰的看出每個部件之間相互關系，有助于更深入的研究級聯多電平逆變器母線電容波動均衡控制系統基本流程。

2 軟件設計

在系統硬件運行環境的基礎上，通過線性聚類控制程序設計、調頻盲卷積協議棧移植、電力電容數據循環路徑規劃三個基礎環節，完軟件運行環境搭建，實現系統的順利運行。

2.1 線性聚類控制程序設計

線性聚類控制程序以SPI映射代碼作為核心編寫原則，且這些代碼程序既能保證電容數據的順向傳輸，也能在一定程度上提升線性調頻盲卷積原理對系統各執行模塊的促進作用。當相關執行指令從聚類寄存器傳輸至控制寄存器后，DeleteData指令可對電容數據中的穩定寄存部分進行目標定義，并在每一個已定義數據節點后增設一個.*Node后綴[8-9]。這些標記后的電容數據在符合線性調頻盲卷積原理的前提下，可按照InsertData控制原理進行重新排列，并隨著數據流的走向趨勢完成對系統相關執行模塊的運行調節。這種新型的線性聚類程序搭建方式，既遵循class鏈表語句的調節方式，也能在一定程度上體現代碼類程序對電容數據的控制作用。新型系統的線性聚類程序具備多個可連接的插入節點，可以通過delptr指令對電容數據進行重新定義，達到提升程序控制效果的目的。具體線性聚類控制程序的編程代碼如下：

using namespace std；

DeleteData (ptr=List::Head；

GetHeadNode()；

{return List::Head;} .*Node；

InsertDatanewptr->Next=ptr->Next；

void List::DeleteData()；

if (ptr->Data==d && ptr==List::Head)；

else if (ptr->Next->Data==d；

return Antitone Show List()；

List::Unite2List(Node *lit)；

2.2 調頻盲卷積協議棧移植

調頻盲卷積協議棧移植是系統軟件運行環境的搭建基礎。ARP協議棧、ICMP協議棧、UDP協議棧、BOOTP協議棧是幾種常見的調頻盲卷積協議棧，與傳統控制系統不同，新型系統在協調上述幾種協議棧MAC地址的基礎上，利用PIO控制器調節相關協議棧間電力大數據的傳輸方式。當電容數據可以在聚類控制系統的輸出通道內保持長時間的順位連接狀態，在以太網接口閉合的情況下，首協議棧會自發與尾協議棧的物理節點連接，并將處于傳輸過程中的電容數據暫時存儲于系統數據庫中，以便協議棧物理節點可以在沒有傳輸壓力的情況下，完成關聯性拼接，這種自發的協議棧連接方式即為調頻盲卷積協議棧移植。具體移植原理如圖5所示。

圖5 調頻盲卷積協議棧移植原理解析圖

在對調頻盲卷積協議棧移植過程中，首先需要計算出首協議棧與尾協議棧相連接的物理能量，獲取各個節點的短時平均過零率，設定一定數量的預加重濾波器，對各協議相連所得能量進行預加重濾波，獲取協議棧移植的靜態與動態特性，并進行相比較，提取協議棧移植的特征向量，以該向量為依據完成對調頻盲卷積協議棧移植準確性對比中的能量過濾。具體的步驟如下詳述：

假設，由Yn代表節點通過零值次數，A代表每段能量值，則利用式(1)獲取各個短時平均過零率：

(1)

在上式中，z(n)代表高斯信號干擾，ω(m-n)代表高斯變量的峭度，zw代表節點的短時能量，n-1代表非高斯變量的峭度。

假設，由L代表對協議棧進行傅里葉變換得到其功率譜，Pn(m)代表的一定數量的濾波器在各離散頻率點。

則利用式(2)給出一個預加重濾波器，對各協議相連所得能量進行預加重濾波：

(2)

式中，LM代表自然對數，H(z)代表傳遞函數。

依據以上闡述，利用式(3)獲取協議棧移植的靜態與動態特性，并進行相比較，提取協議棧移植的特征向量：

(3)

式中，(Φ)代表電容波動的MFCC參數。

以上方法可以說明，調頻盲卷積協議棧移植過程原理，利用該原理完成了對調頻盲卷積協議棧準確性移植。

2.3 實現基于循環路徑規劃的母線電容波動均衡控制

電容數據循環路徑以盲卷積開發平臺搭建作為起始環節，且在該平臺的支持下，電容數據可以在采集器、均衡控制器之間進行線性傳輸[10]。當系統數據庫完成母線電容數據的基礎采集后，Avalon總線接口的數據傳輸壓力得到有效緩解，線性聚類控制程序會在判斷調頻盲卷積協議棧中數據指令周期的同時，構建全新的class鏈表，并通過調節其中基本傳輸語句的手段，統計電力大數據的連接方式。PIO控制器作為調頻盲卷積協議棧約束傳輸功能的唯一執行者，可在滿足系統運行條件的前提下，暫存所有電容數據，并在每一個數據運行周期的末尾，將這些數據全部傳輸至系統數據庫做長期存儲處理。通過這樣的數據處理方式，既能保證系統聚類控制指令的有效傳輸，也能使系統中的運行母線電容數據始終處于有效補償狀態。整合上述操作原理，完成循環路徑的級聯多電平逆變器母線電容波動均衡控制系統構建，具體數據循環路徑如圖6所示。

圖6 母線電容大數據循環路徑圖

明確基本工作流程，可對該系統進行可行性分析，結合硬件及軟件設計部分，進行下一步實驗。

3 實驗結果與分析

為驗證所設計控制系統的實用性價值，進行實驗測試性能。設計如下對比實驗。以兩臺配置調頻盲卷積開發平臺的計算機作為實驗對象，其中實驗組計算機搭載本文所涉及控制系統，對照組計算機搭載傳統控制系統。在其它影響因素不變的前提下，應用控制變量法，分別記錄在相同實驗時間內，使用實驗組、對照組聚類控制系統后，相關實驗數據的具體變化趨勢。實驗條件為：電機額定功率2.2 kw，直流母線電壓200 V，額定轉速為1 430 r·min-1，額定電壓380 V，額定電流為4.9 A，逆變器開關頻率10 kHz，C1=C2=1 410 μF。

在基礎實驗環境穩定不變的前提下，為保證實驗結果具有較高真實性，可按照下表對相關實驗參數進行詳細規劃。

表1 實驗參數設置表

表1中,EMT參數代表實驗時間、TDW參數代表時域調頻波長、TWP參數代表時域波形控制參數、TCL參數代表時域控制極限、WFD參數代表頻域調頻波長、FWP參數代表頻域波形控制參數、FDL參數代表頻域控制極限，為保證實驗結果的真實性，實驗組、對照組實驗參數始終保持一致。

3.1 級聯多電平逆變器母線電容波動控制有效性對比

在以上實驗參數設置的條件下，對級聯多電平逆變器母線電容波動情況進行控制，不同方法的具體實驗結果如圖7所示。

圖7 電容波形測試結果對比

由圖7可知，未使用任何均衡控制方法的電容波形波動幅度較大，利用傳統方法進行均衡控制后，其波形波動相對較小，但整體幅度未變。而使用本文所提的均衡控制方法，其波動均衡度較高，且母線電容幅度范圍可控制在1 600～1 700 μF內，證明所提方法的有效性較高。

為避免突發性事件對實驗結果真實性的影響，在時域調頻波長為6.78×10-9μm、時域波形控制參數為0.74、仿真波處于橫向延展的條件下，以75 min作為實驗時間，分別記錄應用實驗組、對照組聚類控制系統后，時域調頻波仿真波形控制有效性的變化趨勢；在時域調頻波長為6.78×10-9μm、時域波形控制參數為0.68、仿真波處于縱向延展的條件下，以75 min作為實驗時間，分別記錄應用實驗組、對照組聚類控制系統后，時域調頻波仿真波形控制有效性的變化趨勢。具體實驗對比情況如圖8、圖9所示。

圖8 時域調頻波仿真波形控制有效性對比表(橫向)

對比表1、圖8可知，在時域調頻波長為6.78×10-9μm、時域波形控制參數為0.74、仿真波處于橫向延展的條件下，隨時實驗時間的增加，應用實驗組聚類控制系統后，時域調頻波仿真波形控制有效性呈現上升、穩定、上升、穩定、下降的變化趨勢，實驗時間處于65～70 min之間時，時域調頻波仿真波形控制有效性達到最大值68.4%，與最小值間的差值為8.1%，與目標極限值相比上升了0.5%；應用對照組聚類控制方法后，時域調頻波仿真波形控制有效性呈現先階梯狀上升、再下降的變化趨勢，實驗時間處于25～45 min之間時，時域調頻波仿真波形控制有效性達到最大值40.7%，與最小值間的差值為13.5%，與目標極限值相比下降了27.2%，遠低于實驗組。綜上可知，在仿真波處于橫向延展的條件下，應用基于線性調頻盲卷積電力大數據聚類控制系統可將時域調頻波仿真波形控制有效性提升27.7%。

圖9 時域調頻波仿真波形控制有效性對比(縱向)

對比表1、圖9可知，在時域調頻波長為6.78×10-9μm、時域波形控制參數為0.68、仿真波處于縱向延展的條件下，隨時實驗時間的增加，應用實驗組聚類控制系統后，時域調頻波仿真波形控制有效性呈現先下降、再上升的變化趨勢，實驗時間為75 min時，時域調頻波仿真波形控制有效性達到最大值71.9%，與最小值間的差值為9.5%，與目標極限值相比上升了0.6%；應用對照組聚類控制方法后，時域調頻波仿真波形控制有效性呈現上升、穩定、下降的變化趨勢，實驗時間處于35～50 min之間時，時域調頻波仿真波形控制有效性達到最大值42.5%，與最小值間的差值為2.0%，與目標極限值相比下降了28.8%，遠低于實驗組。綜上可知，在仿真波處于縱向延展的條件下，應用基于線性調頻盲卷積電力大數據聚類控制系統可將時域調頻波仿真波形控制有效性提升29.4%。

3.3 頻域調頻波仿真波形控制有效性對比

為避免突發性事件對實驗結果真實性的影響，本次實驗分為兩部分進行。在頻域調頻波長為7.32×10-9μm、頻域波形控制參數為0.96、仿真波處于橫向延展的條件下，以75 min作為實驗時間，分別記錄應用實驗組、對照組聚類控制系統后，頻域調頻波仿真波形控制有效性的變化趨勢；在頻域調頻波長為7.32×10-9μm、頻域波形控制參數為0.81、仿真波處于縱向延展的條件下，以75 min作為實驗時間，分別記錄應用實驗組、對照組聚類控制系統后，頻域調頻波仿真波形控制有效性的變化趨勢。具體實驗對比情況如圖10所示。

圖10 頻域調頻波仿真波形控制有效性對比圖

分析圖10可知，在頻域調頻波長為7.32×10-9μm、頻域波形控制參數為0.96、仿真波處于橫向延展的條件下，隨時實驗時間的增加，應用實驗組聚類控制系統后，頻域調頻波仿真波形控制有效性在實驗時間處于60～75 min之間時，達到最大值73.5%，與上限數值相比上升了3.1%；應用對照組聚類控制系統后，頻域調頻波仿真波形控制有效性在實驗時間在30～45 min之間時，達到最大值31.6%，與上限數值相比下降了38.8%，遠低于實驗組。在頻域調頻波長為7.32×10-9μm、頻域波形控制參數為0.81、仿真波處于縱向延展的條件下，隨時實驗時間的增加，應用實驗組聚類控制系統后，頻域調頻波仿真波形控制有效性在實驗時間為45 min時，達到最大值75.8%，與上限數值相比上升了3.1%，應用對照組聚類控制系統后，頻域調頻波仿真波形控制有效性也在實驗時間為45 min時，達到最大值40.7%，與上限數值相比下降了32.0%，遠低于實驗組。綜上可知，在仿真波處于橫向延展的條件下，應用基于線性調頻盲卷積電力大數據聚類控制系統可將頻域調頻波仿真波形控制有效性提升41.9%；在仿真波處于縱向延展的條件下，應用基于線性調頻盲卷積電力大數據聚類控制系統可將頻域調頻波仿真波形控制有效性提升35.1%。

4 結束語

基于循環路徑的級聯多電平逆變器母線電容波動均衡控制系統以采集器、控制器直接相連的方式，完成硬件運行環境搭建，并通過協議棧移植、代碼編程相融合的手段，為母線電容數據提供基礎的循環路徑。與傳統控制系統相比，大幅度降低了由數據計算而產生的控制偏差，從實用性方面使系統的應用可信程度得到大幅提升，具備較強的實際應用價值。