基于MATLAB/Simulink的原邊反饋反激式變換器的仿真研究

孫博海 胡桂明 郭向威

摘 ? 要：闡述了原邊反饋反激變換器的工作原理，論述了原邊反饋反激變換器的優點，最后在MATLAB/Simulink中進行了建模與仿真。MATLAB/Simulink作為常用的研究軟件，在反激變換器這一領域往往著眼于常規副邊反饋的仿真研究，鮮有原邊反饋的相關闡述。對某種原邊恒流反饋的反激變換器進行仿真探討，為實際電路的設計提供了方便。

關鍵詞：反激變換器;原邊反饋;建模與仿真

中圖分類號：TM46 ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? 文獻標識碼：A

Simulation Study of Primary Side Regulated

Flyback Converter Based on MATLAB/Simulink

SUN Bo-hai？覮，HU Gui-ming，GUO Xiang-wei

（College of Electrical Engineering，Guangxi University，Nanning，Guangxi 530004，China）

Abstract：The paper studies the working principle of the primary side regulated flyback converter，and discusses the advantages of the secondary side regulated flyback converter. At last，the paper makes modeling and simulation in the MATLAB/Simulink. As a commonly used research software，MATLAB/Simulink often focuses on the simulation research of the traditional secondary side regulated flyback converter. There are few related descriptions of primary side regulated feedback converter in the MATLAB/Simulink. The paper makes a decision to simulate the constant current feedback of primary side regulated flyback converter. The paper provides convenience for the practical circuit design of primary side regulated flyback converter.

Key words：flyback converter;primary side regulated;modeling and simulation

MATLAB/Simulink作為常用的研究軟件，在反激變換器這一領域往往著眼于常規副邊反饋的仿真研究，鮮有原邊反饋的相關闡述。對某種原邊恒流反饋的反激變換器進行仿真探討，可以為實際電路的設計提供方便。

1 ? 原邊反饋反激變換器

圖1為原邊反饋反激變換器的基本結構，其與傳統的副邊反饋反激變換器所不同的地方是副邊反饋反激變壓器往往是通過采樣副邊電壓，再配合TL431和光電耦合器從而實現完全的電氣隔離[1]。但考慮到TL431和光電耦合器的成本對于整體電路而言較高，光電耦合器本身的受命也制約了電源，且所需元器件繁雜[2]。因此，對于一些小功率場合，往往希望一種穩定性更高，成本更低，電路更簡潔的電路拓撲[3]。

在此情況之下，一些公司推出了原邊反饋方式的反激變換器，顧名思義，這種控制方式的反激變換器是通過采樣原邊信號，從而實現控制，穩定輸出[4]。它在原邊增加了一個線圈用來輔助采樣，取代了傳統副邊反饋所需要的TL431和光電耦合器。無論在成本還是設計難度上都優化了許多[5]。

原邊反饋方式的仿真結果圖如圖2，從上到下分別為Vout和Vs。

2 ? ?原邊反饋反激變換器在MATLAB/Simulink

的仿真與分析

2.1 ? 原邊反饋結構

圖2分別為輸出電壓波形圖和輔助采樣電壓波形圖。可以看出，輔助采樣電壓在變化趨勢上基本和輸出電壓一致，這力證了此方法的可行性。但是放大結果圖可以看出此方法也存在著一定的問題，具體結果見圖3。

如上波形圖依次為輸出電壓、MOS管控制信號、副邊線圈電壓、原邊輔助繞組采樣電壓。可以看到副邊線圈電壓在MOS管剛關斷瞬間有著震蕩部分，這是因為變壓器存在著漏感，而漏感的能量是不會通過變壓器磁芯耦合到其他部分。在MOS管關斷瞬間，因為電感電流是不能突變的，這部分電流產生的感應電動勢無法被耦合而箝位，所以可以看見電壓會沖的很高。因為這部分漏感和元件的寄生電容的存在，從而引起了這部分的震蕩波形。顯然的，我們不能在這個階段進行電壓采樣，為了避免這部分對采樣的影響，我們需要采取延遲采樣的方法。原邊輔助繞組采樣電壓震蕩結束之后的波形是穩定的，通過一定的比例處理可以準確的反映出輸出電壓。即：

其中，Vs表示副邊線圈電壓，Ns表示副邊線圈匝數，NA表示輔助繞組線圈匝數，Vsample表示輔助繞組線圈電壓。

反激變換器一般的工作模式分為三種：連續工作模式（CCM）、斷續工作模式（DCM）和臨界工作模式（CRM），其中斷續工作模式因為輸出電流斷續，因此受輸出影響不像CCM那樣因為電壓變化而有較大變化，有較好的電壓調整率，因此本文設計的原邊反饋反激變換器工作在斷續模式（DCM）。

2.2 ? 變換器基本結構

2.2.1 ? 控制器電路

本設計的控制主要利用RS觸發器實現功能。為了方便闡述，我們作出如下副邊電流反饋的仿真原理圖。

可以看到，整個控制器由誤差放大器、三角波信號源和RS觸發器組成。三角波信號源是由開關管、電流源和電容組成。當開關管關斷時，電容以穩定電流充電;當開關管開通時，Vramp為0，從而通過控制開關管實現三角波信號的產生。

RS觸發器的S端接入一個給定頻率的方波電壓信號源，這個給定頻率也決定了反激變換器的開關頻率。初始狀態S、R、Q均為0，MOS管關斷，Q = 1，Vramp為0;當信號源開始以一定頻率開始工作時，S = 1，R = 0，Q = 1，此時MOS管開通，Q = 0，Vramp以一穩定斜率開始上升到給定電壓，生成三角波信號。

誤差放大器這部分工作原理為：采樣副邊電流信號，通過電阻轉換為采樣電壓信號Vb，通過補償器，送到誤差放大器的反相輸入端，再與加在誤差放大器同向輸入端的參考電壓進行比較，輸出電壓Vea，再送入下一個運放的反向輸入端，與同向輸入端的三角波信號比較，生成一個矩形脈沖輸出，再連到RS觸發器的R端，該部分信號決定了反激變換器的占空比大小。

電壓波形圖如圖6所示，從上到下分別為S端、R端和Vctrl信號。

2.2.2 ? 延遲采樣電路

由于原邊反饋方式采樣電壓是采樣輔助繞組線圈電壓，不能直接拿來使用，具體電壓波形如圖7所示。可以看到，在MOS管關斷瞬間，副邊繞組線圈電壓因為變壓器漏感和開關管寄生電容的原因，電壓有著不規律的震蕩，呈現出不規則的電壓尖峰。震蕩完畢之后，輔助繞組線圈電壓VA與輸出電壓VO有著較為明確的比例關系，即：

其中，Ns表示副邊繞組匝數，NA表示輔助繞組匝數，VF表示副邊二極管的壓降。已知二極管壓降與其留過電流大小有關，流過電流越小，VF越小，當副邊電感電流為0時，VF為0，此時輔助繞組電壓為：

由此可知，在此時采樣輔助繞組線圈電壓最為理想，此處又稱為膝點，此時的電壓為膝電壓。如圖8所示。

一般的，我們通過一個延時采樣電路來完成此功能，具體電路如圖9所示，闡述工作原理如下：輔助線圈電壓通過電阻分壓之后，有一個小電容濾波，再送到延時電路中。圖10為輸出電壓及采樣電壓結果圖，從結果看基本可以實現電壓的延時采樣功能。

2.2.3 ? 頻率調整電路

由于電路的工作頻率會因為負載的變化而變化，為了保證電路不會因為負載的變化而改變工作模式，我們需要根據電路的輸出電壓來調整工作頻率。原邊反饋的頻率調整電路是采樣原邊電壓，再由三角波生成器和比較器共同組成的。電路的工作頻率和工作電壓關系如圖11所示。

從圖中可以看到，工作電壓和工作頻率是成正比的。但是在電路剛剛啟動的瞬間，因為輸出電壓由0開始上升，此時的工作頻率不可為零，否則無法控制反激開關MOS管開啟，因此我們需要設定一個最小頻率，才能保證電路的正常工作。根據公式（4）也能得出輸出電壓是正比于工作頻率的。

圖12為頻率調整電路原理圖。很明顯的，若采樣電壓不同，三角波波形不同，比較器輸出的方波頻率也不同，實現了電壓控制的頻率調整電路。結果對比圖如圖13和14所示。

我們設計頻率調整電路時，需要設定一個最小頻率，也就是說，即使輸出電壓為0的時候，輸出的方波頻率不能為零，已知頻率與電壓成正比是電路穩定工作的前提，所以需要滿足公式（5）。

Vout = KVo + Va ?（5）

這里的Va是個常數，也就是它決定了我們設置的最小頻率。而這個Va可以由電流源與一個電阻共同提供。轉化為頻率，可以得到公式（6），也就是說即使輸出電壓為零時，比較器依然會輸出一個最低頻率fa，保證電路的正常工作。

fout = Kf vout + fa ?（6）

2.2.4 ? 震蕩濾除電路

本仿真是恒流控制電路，采樣原邊電流，通過計算得出輸出電流，再送到誤差放大器中實現反饋控制。計算公式如下。

其中tdis是副邊電感的放電時間，ts是一個工作周期，NP和NS分別是原邊繞組匝數和輔助繞組匝數，Vcs是開關管的源極電壓，Rsense是開關管的采樣電阻。其中NP、NS和Rsense都是電路的固有參數，只需要得到其余三個參數值即可。下面闡述震蕩濾除電路的工作原理。

由圖7可知，副邊電感放電之后因為漏感及寄生電容的存在，波形會發生震蕩，這些震蕩雜亂不堪，對測量造成很大的困擾，先用比較器簡單處理該波形，得到圖15。

簡單處理之后的波形圖可以看到，除了在放電開始階段有上升信號，之后的震蕩部分也會有上升信號，會對測量形成較大干擾，因此需要在采樣之前進行濾除震蕩的處理，再對電感的放電時間進行采樣。本文的震蕩濾除電路結構如圖16。

簡單的敘述下工作原理：輸出波形取決于RS觸發器的輸出值，當變換器開關管控制信號處于非上升沿，則RS觸發器輸出高電平，這個非上升沿即開關管導通一瞬間，RS觸發器開始輸出高電平，直到檢測到Vtdis第一個下降沿時，RS觸發器開始輸出低電平，而這個Vtdis第一個下降沿正是所需要檢測到的電感放電結束的時刻。震蕩濾除電路工作結果如下圖17所示。

可以從結果圖17看出，該部分電路基本能夠實現該功能。下面需要檢測電感放電的具體時間長度，這部分電路比較簡單，用一個經典的RC電路即可，電容的電壓反映的就是電感放電的時間長度，即tdis。具體電路圖即仿真結果圖如下。

3.2.5 ? 開關管源極電壓采樣電路

從公式（7）可以看出，我們還需要采樣開關管源極峰值電壓VCS。由開關管源極電壓波形圖和開關管控制信號波形對比圖20，可以得出如下結論：開關管源極電壓峰值可在開關管控制信號從高電平變為低電平的瞬間測得。由此結論可以設計出開關管源極電壓的采樣電路，如圖21所示。

通過上述處理，已經得到了 這三個參數的采樣，下面用乘法器將這三個參數值整合，并送到誤差放大器中。圖23是 乘法器輸出和輸出電流波形圖。可以看到乘法器的輸出波形基本和輸出電流波形吻合，這也證明了上述采樣電路及處理方法的可行性。

2.2.6 ? 誤差放大控制電路

和常規誤差反饋控制電路一樣，將乘法器的輸出信號輸入誤差放大器的反向輸入端，與同相輸入端的參考電壓比較，再將誤差放大器的輸出結果與三角波進行比較，實現最終控制。這部分較為簡單，就不再詳細敘述，具體電路與輸出結果圖如圖24和圖25。

3 ? 實驗結果

為了檢驗該模型是否輸出電流恒定，對負載電路作如下處理：負載電阻由兩個100 Ω的電阻串聯組成，用一個延遲0.1 s后輸出高電平的步長信號發射器控制斷路器，斷路器并聯在一個負載電阻旁。電路開始工作時，步長信號發射器輸出低電平，此時斷路器打開，兩個負載電阻串聯，相當于接了200 Ω的電阻負載，0.1 s后步長信號發射器輸出高電平，斷路器關閉，相當于短路了與之并聯的電阻，此時負載電阻變為100 Ω，電路結構圖和仿真結果圖如圖27和圖28。

從結果圖可以看出，輸出電流自始至終沒有變化，輸出電壓在0.1 s處開始變低，也證明了該電路基本符合設計要求。

4 ? 結 ? 論

分析了原邊反饋反激變換器的工作原理，并在此基礎之上在MATLAB/Simulink下進行了一種原邊恒流反饋拓撲的建模與仿真。結果表明，通過延遲采樣，頻率調整和震蕩濾除等電路處理，原邊反饋反激變換器變換器可以較好的實現設計要求，為日后在MATLAB/Simulink上深入研究原邊反饋反激變換器的建模與仿真打下了一定的基礎，也為以后實際電路的設計提供了借鑒。

參考文獻

[1] ? ?MANIKTALA S，王志強.精通開關電源設計[M]. 北京：人民郵電出版社，2008.

[2] ? ?沙占友，王彥鵬等.開關電源優化設計[M]. 北京：中國電力出版社，2009.

[3] ? ?Primary feedback CC/CV PWM controller for flyback converters，R7711A[EB/OL]. Datasheet，Richtek Technology，Inc.Hsinchu，Taiwan，2012.https：//www.richtek.com/Products/AC_DC/Flyback%20Controller/R7711A？sc_lang=en.

[4] ? ?沈霞，張永春，李紅偉.基于原邊控制的LED驅動電源設計[J].電源技術，2012，36（8）：1171—1173.

[5] ? ?KEOGH B，LONG B，LEISTEN J.Design improvements for primary-side-regulated high-power flyback converters in continuous-conduction-mode[C].IEEE Conference and Exposition on Applied Power Electronics，2015：492—497.