車載充電電源DC/DC變換器數字控制系統設計＊

鄭征 秦熙東 陶海軍

（河南理工大學，焦作 454000）

主題詞：車載充電電源 DC/DC變換器 數字峰值電流控制 斜坡補償 自動死區控制

1 前言

電動汽車具有能源利用率高、無污染等優點[1]。可充電汽車電池組通過充電電源接入電網，車載充電電源主要有兩種拓撲：一種是不控整流電路隔離DC/DC變換器，該拓撲諧波高，功率因數不能滿足要求；另一種是加入有源功率因數校正的隔離DC/DC變換器，其中AC/DC變換器能實現功率因數校正，提高系統功率密度。DC/DC變換器作為車載充電電源的關鍵能量轉換部分直接影響其效率[2]。移相全橋（Phase Shifted Full Bridge，PSFB）拓撲由于其高效率、高功率密度和易實現軟開關（Zero Voltage Switch，ZVS）等優點，被廣泛應用于車載充電電源領域[3]。

常用的PSFB DC/DC變換器有兩種：一是電壓控制型，其設計簡單，抗干擾能力強，但存在動態響應較慢和軟開關范圍受限等問題[4]；二是電流控制型，分為平均電流控制型和峰值電流控制型。平均電流控制型抗噪聲性能好，但雙閉環放大器帶寬、增益等參數設計、調試很復雜；峰值電流控制型采用雙閉環結構，有動態響應快、改善變壓器偏磁和過載保護電路簡單等優勢[5]，但在占空比D＞0.5時，出現次諧波振蕩現象[6]。

模擬控制芯片存在溫漂、控制參數固定和響應速度慢等缺點。數字控制參數配置靈活，可調整死區時間Td，避免了模擬控制條件下死區時間固定導致輕載時軟開關困難的問題。文獻[7]只在數字控制單電壓環下進行了分析與設計；文獻[8]提出用數字控制實現平均電流模式PSFB軟開關，抗噪聲性能好，但電壓內環與外環的兩套參數配合調試復雜；文獻[9]給出了電流峰值控制PSFB方案，但未開展死區時間方面的研究；文獻[10]給出了動態調節死區時間的PSFB DC/DC變換器控制方案，但沒能實現數字控制。

本文設計了新型PSFB DC/DC ZVS脈沖寬度調制（Pulse Width Modulation，PWM）變換器，變壓器原邊加入箝位二極管，副邊采用同步整流（Synchronous Rectification，SR）技術。采用數字峰值電流移相控制，引入斜坡補償，避免了次諧波振蕩現象，分析了數字PWM實現機理，并提出自動死區控制技術。最后，設計了其硬件電路，實現了寬范圍的軟開關，提高了系統的動態性能和抗干擾能力，提高了電源效率。

2 車載充電電源DC/DC變換器

2.1 車載充電電源的充電方式

目前，車載充電電源有恒流-恒壓充電、變電流間歇充電和多段恒流充電等多種充電方式[11]。其中，恒流-恒壓充電先大電流恒流再恒壓充電，其充電曲線如圖1所示，既避免了電流過充現象，又減小了析氣量。恒流模式下，變換器輸出電壓在很寬的范圍內變化。恒壓模式下，變換器輸出電流從滿載逐漸降至零，為了保持良好的軟開關特性，同橋臂驅動信號之間的死區時間Td相應增加。

圖1 恒流-恒壓充電模式

2.2 DC/DC變換器主電路

圖2給出了新型帶箝位二極管的PSFB ZVS PWM DC/DC變換器主電路拓撲。其輸入電壓為Vin，開關頻率為fs=100 kHz，采用MOSFET組成全橋開關管Q1～Q4。圖2中，Lr為諧振電感，C1～C6分別為Q1～Q6上的結電容，Lf和Cf形成輸出濾波器，變壓器的變比為N，該拓撲的優勢在于變壓器原邊加入箝位二極管D5和D6，抑制了變壓器副邊的電壓振蕩，同時，變壓器副邊引入SR技術，采用MOSFET組成SR管Q5和Q6，降低了整流管的導通損耗。

圖2 PSFB DC/DC變換器主電路

2.3 峰值電流控制PSFB DC/DC變換器存在的問題

2.3.1 次諧波振蕩

峰值電流控制是將實際電感電流與電壓外環的輸出作比較以確定輸出的PWM波。但占空比D＞0.5時，變壓器原邊電流ip的擾動量隨著周期的增加越來越大，最終產生振蕩，其振蕩頻率是開關頻率的一半，稱為次諧波振蕩。為此，引入斜坡補償技術，抑制次諧波振蕩。

2.3.2 軟開關范圍受限

PSFB DC/DC變換器開關過程通過諧振實現，因此開關管兩端電壓Vds從Vin下降到0并不是瞬間完成的。若同橋臂開關管驅動信號之間的死區時間Td過短，則Vds還未降到0即開通，開關管便失去軟開關特性；若Td過長，則Vds降至0后，開關管未能及時開通，Vds通過諧振重新上升，開關管同樣失去軟開關特性。上述情況使得車載充電電源在恒壓充電模式寬負載電流變化條件下，軟開關范圍嚴重受限。為此，提出自動死區控制技術，實現寬范圍的軟開關。

3 峰值電流模式斜坡補償分析

3.1 斜坡補償技術

通過引入斜坡補償，可以避免次諧波振蕩現象。斜坡補償即從電流環控制量Ve中減去斜率為m的斜坡信號。加入斜坡補償后，變壓器原邊電流ip擾動變化如圖3所示[12]。圖中，Ts為開關周期。

圖3 擾動前、后變壓器原邊電流ip波形

由圖3可知，當有電流擾動時，其變化量為：

式中，ΔIn為第n個自然續流末期電流擾動量；m1=Vin/Lr；m2=(VD+Vmos)/Lr；m3=(Vin-NVo)/(N2Lr+Lr)；mf=Vo/NLf；VD和Vmos分別為二極管和MOS管導通壓降；Vo為輸出電壓；m為斜坡補償電流的斜率。

當有電流擾動時，系統穩定的必要條件是：

分析式（1）、式（2）可知，當0≤m≤2m2時，對擾動有抑制作用，當m=2m2時，可完全抑制電流擾動。

3.2 PSFB DC/DC變換器小信號模型

關于PSFB DC/DC變換器的小信號建模，已有學者開展過相關研究。文獻[13]給出了2個重要傳遞函數。

式中，R為電阻負載；Rd=2Lrfr/N2；fr=Ts/2。

3.3 反饋回路傳遞函數

在峰值電流控制模式中，有斜坡補償作用時，變壓器原邊電流和輸出電壓誤差的擾動所引起的占空比變化分別如圖4、圖5所示。

圖4 原邊電流擾動引起的占空比變化

圖5 輸出電壓誤差擾動引起的占空比變化

變壓器原邊電流擾動量ΔIL引起的占空比變化為ΔDL，定義Fi(s)為電流環反饋傳遞函數，Rs為等效采樣電阻。由圖4可得：

誤差電壓Ve的擾動量ΔVe引起的占空比變化為ΔDe。由圖5可得補償前電壓環反饋傳遞函數為：

3.4 控制系統傳遞函數

加入斜坡補償后的峰值電流模式控制系統的小信號模型如圖6所示。其中，和分別為輸入電壓Vin、占空比D、輸出電感電流iL和輸出電壓Vo的小信號擾動量，Gvg(s)為輸入電壓到輸出電壓的傳遞函數，Kvof為輸出電壓反饋系數。

圖6 峰值電流模式控制系統框圖

電壓外環采用PI調節器，即補償網絡傳遞函數Gc(s)為：

可得峰值電流控制的開環傳遞函數Go(s)為：

代入表1參數后，根據控制系統對開環頻率特性要求，求得PI系數為Kpi=0.524，Kii=11 900。圖7給出了電流開環傳遞函數補償前和補償后的Bode圖。補償前的開環截止頻率遠大于開關頻率，且開環幅頻特性以-40 dB/dec穿過零分貝線，系統非常不穩定。經補償后，開環幅頻特性以-20 dB/dec穿過零分貝線，截止頻率10.22 kHz，相角裕度為164°，系統穩定。

用梯形求和近似積分環節，兩點之差近似微分環節的方法，將模擬PID離散化得到數字PID控制器，并通過調用DSP TMS320F28027中CNTL_2P2Z宏模塊來實現電壓環數字PI控制。此宏模塊通過使用雙極點、雙零點來實現二階控制。

4 數字式PSFB DC/DC變換器軟件設計

4.1 峰值電流數字控制系統

微控制器選用TI的TMS320F28027，因其具有高級片載控制外設，包括增強型模數轉換器（Analog to Digital Converter，ADC）、片載模擬比較器、數模轉換器（Digital to Analog Converter，DAC）和高精度PWM發生器。此外，其還具有獨特的可編程片載斜坡補償器，可提供至少0.04 μV/s的斜坡補償，同時可通過軟件調整死區時間Td，實現寬范圍的軟開關。

圖7 電流開環Bode圖

數字峰值電流控制系統如圖8所示。設置ePWM1A和ePWM1B驅動開關管Q1和Q4、ePWM2A和ePWM2B驅動開關管Q2和Q3、ePWM4A和ePWM4B驅動SR管Q5和Q6。

圖8 數字峰值電流控制系統

4.2 自動死區控制技術

圖9給出了新型PSFB DC/DC變換器半個周期的工作波形，依次為開關管Q1～Q4的驅動波形、原邊電流ip、諧振電感電流iLr、原邊2個橋臂中點間的電壓VAB和副邊電壓Vr。其中，同橋臂驅動信號之間的死區時間為Td。

圖9 DC/DC變換器工作波形

(t0,t1)時間范圍內等效電路如圖10所示，t0時刻，關斷開關管Q1，此時諧振電感Lr、開關管Q1結電容C1和開關管Q4結電容C4以及SR管Q6的結電容C6發生諧振，C1充電，C4、C6放電，ip和iLr開始下降。

此時，開關管Q1結電容C1上電壓VC1為：

圖10 (t0,t1)時刻等效電路

t1時刻，諧振結束，此時VC1=Vin，代入式（10）解得諧振過程時間Tr。且越大，Tr越小，Td也相應縮短。

因此，可根據Io調整Td，使開關管實現寬范圍的軟開關，稱為自動死區技術。圖11所示為自動死區任務流程。輸出電流采樣與ADC通道9相連接，讀取AdcResult9寄存器值即可獲取當前負載情況。將前臂死區時間計數值Tlead與滯后臂死區時間計數值Tlag分別賦值給ePWM1、ePWM2模塊的死區發生器上升沿延時寄存器DBRED和下降沿延時寄存器DBFED，即可實現超前臂、滯后臂的死區時間自動調節。

圖11 自動死區任務流程

4.3 數字PWM的實現機理

移相PWM信號產生機理如圖12所示，片載模擬比較器將變壓器初級電流與斜率補償峰值電流基準相比較,比較器輸出至PWM發生器。設ePWM1模塊運行在增減計數模式，其他PWM模塊運行在遞增計數模式。

圖12 數字PWM的實現機理

進入中斷后即檢測ePWM1模塊時基控制寄存器TBCTL的計數模式：當檢測到TBCTL為遞增模式時，ePWM2A強制復位，ePWM2B經自動死區時間后置位；TBCTL為遞減模式時，ePWM2B強制復位，ePWM2A經自動死區時間后置位。如此交替工作，實現ePWM2模塊相對ePWM1模塊的移相控制。

SR管Q5（Q6）的驅動信號由超前橋臂Q4（Q1）和滯后橋臂Q2（Q3）的驅動信號取“或”邏輯得到，這樣負載電流流過SR管溝道的時間占比最高，總體的導通損耗最小。

5 數字式PSFB DC/DC變換器硬件設計

5.1 驅動電路設計

Q5和Q6的柵極接于輸出電壓GND端，因此以GND為參考驅動電路。選取驅動芯片為高速雙MOS管驅動器UCC27324，可向容性負載提供大的峰值電流，同步整流驅動電路如圖13所示。UCC27324在MOS管開關轉換期間在Miller平坦區域提供最大4 A電流。變壓器原邊全橋開關管也通過UCC27324驅動，但須提供變壓器隔離。

圖13 同步整流驅動電路原理

5.2 采樣電路設計

ip通過電流互感器后經電阻采樣得到電壓信號，送入AD采樣端口。電流互感器選用匝比為1∶100的PE63587。圖14所示為變壓器初級電流采樣電路。

圖14 變壓器初級電流采樣電路

圖15所示為輸出電壓采樣電路，電壓傳感器選用LEM公司的LV25-P。其傳感器原邊電流額定值為l0 mA。輸出額定電壓Vo=12 V，傳感器原邊串聯2個1 kΩ、6 W的限流電阻時，傳感器原邊電流In1=6 mA，轉換到傳感器副邊電流In2=15 mA。控制器A/D檢測范圍為0～3.3 V，采樣電阻R3=3 V/15 mA=200 Ω。后級電路接放大倍數為1的電壓跟蹤器，運算放大芯片采用OP27GS。12 V的輸出電壓經過直流電阻分壓以及電壓跟蹤器，最終得到2.472 V的AD采樣輸入值。

6 試驗驗證

根據車載充電電源的設計需要，搭建了PSFB DC/DC變換器試驗平臺，主要參數如表1所示。變壓器原邊H橋開關管采用英飛凌型號為SPP20N60CFD的MOSFET模塊，SR管采用仙童半導體公司型號為FDP032N08的MOSFET模塊。

圖15 輸出電壓采樣電路

表1 DC/DC變換器的設計參數

如圖16所示，試驗平臺包括示波器、PSFB DC/DC變換器、輔助電源和晶閘管整流器。負載采用2 Ω、5 kW的滑動變阻器。首先，打開輔助電源，為變換器的隔離驅動、DSP以及采樣系統供電。然后，用CCS軟件將程序復制到DSP中，經過調試后，用晶閘管整流器給變換器提供300～500 V的直流輸入。

圖16 PSFB DC/DC變換器試驗平臺

圖17所示為輕載時死區時間Td調整前、后滯后臂Q3的漏源極電壓VDS以及驅動電壓VGS波形。在死區時間為1 μs時，滯后臂Q3實現零電壓開通困難，如圖17a所示；當死區時間增大到2 μs時，開關管可以較好地實現零電壓開關，如圖17b所示。結果表明，加入自動死區技術后實現了寬范圍的軟開關。

圖17 輕載時Td調節前、后滯后臂Q3軟開關波形

在額定輸入電壓Vin=400 V的情況下，圖18a所示為負載從0突變到80%時輸出電壓Vo和輸出電流Io的波形，圖18b所示為負載從80%突變到0時輸出電壓Vo和輸出電流Io的波形。從圖18分析可知，對于負載內80%的階躍變化，可實現輸出峰值偏差小于額定輸出的3%，而穩定時間在240 μs左右，具有良好的動態性能和抗干擾能力。

圖18 負載突變時輸出電壓與輸出電流波形

不同輸入電壓下負載與效率的關系如圖19所示，變換器在最大輸入電壓500 V、額定電壓400 V和最低輸入電壓300 V時，在10%～100%負載范圍內，系統效率均在95%以上，可實現很寬的負載電流輸出范圍，且受輸入電壓變化影響很小，滿足車載充電電源的充電要求。

圖19 不同輸入電壓下負載與效率的關系

7 結束語

本文針對電動汽車車載充電電源的核心部分DC/DC變換器存在的問題，設計了新的PSFB DC/DC變換器控制系統，采用數字峰值電流模式控制，引入了斜坡補償，消除了次諧波振蕩。提出自動死區控制技術，實現了寬范圍的軟開關，降低了開關損耗，提高了電源效率。試驗表明，在10%～100%負載范圍內，系統效率均在95%以上。采用基于TMS320F28027的數字移相控制，實現了對于負載內80%的階躍變化，輸出峰值偏差小于額定輸出的3%，而穩定時間小于240 μs，提高了控制系統的動態響應速度和抗干擾能力。