航空電子MB-OFDM-UWB無線互連信道分析與仿真

左沅君，李峭，熊華鋼，盧廣山

北京航空航天大學 電子信息工程學院，北京 100083

有線通信是飛機內部航空電子設備之間的常規互連方法，如：1553B總線、航空電子全雙工交換式以太網(AFDX)網絡等[1-2]。然而，為了解決體積、重量和功耗(SWaP)問題，對于非關鍵性的機上娛樂設施(In-Flight Entertainment,IFE)，較早采用無線語音和多媒體數據的傳輸[3]，使得客艙的布線不受座椅布局變化影響，取得可觀的經濟效益。對于安全關鍵性系統，2008年灣流公司嘗試采用無線互連作為有線數字化飛控的冗余備份路徑；近年來Boeing 737MAX和中國C919飛機采用了無線胎壓和剎車溫度測量系統；2013年，航天飛行器組織(Aerospace Vehicle Systems Institute,AVSI)對機內航空電子無線互連(Wireless Avionics Intra-Communication, WAIC)技術進行倡導，得到學術界和國際標準化組織的重視[4-8]。

考察機載無線技術應用于航空電子設備互連的無線體制，早在2003年美國軍方與MSSI公司合作，研制了一種基于脈沖無線電超寬帶(IR-UWB)的機載無線通信系統[9]，提供64 kb/s的語音通信，采用時分多址(TDMA)方式容納8位機組成員之間的通話，通信范圍150 m，但該技術的推廣受到該公司專利權的限制。2013年，歐洲開始實施無線機艙(Wireless Cabin)計劃[10]，發展機艙內無線通信技術，以及部分艙外設備(如：發動機、起落架)之間的互連。NASA、CANEUS等研究機構甚至提出飛機無線操縱(Fly-by-Wireless)概念[11]，將無線數據傳輸引入到飛機控制等航電核心設備中，2013年國際航空運輸協會(IATA)預期該技術將在2020年之后應用。

除了具有極高安全性等級和特殊應用需求的飛控系統之外[12-13]，更為寬泛的WAIC應用需求是在飛機若干隔艙內建立無線信道[14]，形成通信子網，子網內部和具備互連條件的子網之間采用低功耗、抗干擾和具有電磁兼容性的超寬帶(UWB)無線互連技術。電信聯盟(ITU)成立WP5B工作組，用于協調各國WAIC的電磁資源需求；波音、空客、霍尼韋爾、柯林斯、NASA等均參與其中；世界無線電通信大會(WRC)定期更新無線航空內部通信網絡相關的研究成果并發布相應標準。美國聯邦通訊委員會(FCC)規定民用UWB限制在3.1～10.6 GHz并低于-41 dB發射功率，以保護GPS、導航和軍事通信頻段。在工程應用方面，ECMA-368標準定義了一種UWB無線通信的媒體訪問控制層(MAC)和物理層標準，文獻[2,11]設計了一種基于ECMA-368標準的UWB機內無線互連系統，并對機內采用UWB通信的安全性和可靠性進行了評估和驗證。

由于UWB無線信號的傳播信道具有時變性和不確定性，飛機內部復雜的艙室結構更增加了信道特征的復雜度。實際測量能夠得到第一手數據，通過飛機客艙內的無線收發實驗，統計得到路徑損耗和均方根時延擴展[15]。仿真則能夠以較低的成本虛擬艙內電磁場的情況，對于飛機客艙內的三維空間，采用射線追蹤[16-17]、時域有限差分(FDTD)[18]等算法分析窄帶或UWB無線信號大尺度衰落等傳播特性，并與實測數據進行對比[19]；對于飛機設備，則進行了電磁兼容性仿真驗證[20]。

不同于飛機客艙，對于航空電子設備密集的環境，如：駕駛艙，多類型材質和不規則結構造成的反射及折射會引發更復雜的多徑傳播；如果采用UWB無線通信體制，則需要在前人工作的基礎上，發展更具通用性的信號系統建模方法，并給出一套具體的信道模型參數。

在UWB無線信道模型參數的支持下，采用多頻帶正交頻分復用超寬帶(MB-OFDM-UWB)通信技術，將信道劃分為若干子信道[21]，分配較大的符號間隔，有助于實現在駕駛艙內抗多徑干擾。

本文將多簇多徑信道模型引入WAIC超寬帶通信系統，研究貢獻在于：基于接收球的反射角誤差建模方法和仿真實驗，初步考慮駕駛艙的幾何構型，優化改進了IEEE802.15.4a標準室內信道模型[22]，提出一套適應航空電子機艙內部特征的簇到達率、徑到達率等信道模型參數；給出一種適用于WAIC應用的MB-OFDM-UWB無線通信物理層設計方案，通過對駕駛艙內MB-OFDM-UWB通信系統建模和仿真分析，得到UWB信號沖激響應的仿真結果，驗證了該結果符合分簇分徑的傳輸規律；此外，研究過程中掌握的一系列無線傳輸仿真手段，為后續多種機艙環境下MB-OFDM-UWB系統的信號特征研究儲備了基礎。

文章的組織結構：第1節介紹了MB-OFDM-UWB系統；第2節介紹了機艙內UWB信道模型；第3節講述機艙內UWB信道仿真原理和仿真方法并驗證其可信性；第4節進行了數據處理與結果分析。

1 MB-OFDM-UWB系統

MB-OFDM信號在OFDM信號的基礎上加入了多頻帶跳頻機制，如果該信號絕對帶寬不小于500 MHz，則同時符合UWB信號的定義。如果采用與ECMA-368標準兼容的定義，該體制下將3.1～10.6 GHz頻段分成14個子帶，每個子帶528 MHz，OFDM符號采用128點快速傅氏變換(IFFT/FFT)，由100個信息子載波、12個導頻子載波、10個保護子載波和6個空子載波構成[23]。OFDM符號的復基帶信號通用表達式為

(1)

式中：t0≤t

MB-OFDM-UWB信號在傳統的OFDM信號上，利用跳頻技術交替使用組內各個子頻帶，使信號頻率得到進一步展寬。MB-OFDM-UWB發射信號與復基帶信號之間的關系為

(2)

式中：sn(t)為第n個OFDM符號的復基帶信號，持續時間為(0,T)；Re(·)表示取實部；fn為第n個子頻帶的中心頻率，子頻帶的中心頻率交替跳變；NB為OFDM符號數。

圖1為MB-OFDM-UWB系統的通信原理框圖。數據經過編碼、交織、正交相移鍵控(QPSK)映射后進行串并轉換、IFFT、加零前綴和保護間隔，生成MB-OFDM符號，接著經過數模變換和低通濾波得到基帶信號，然后通過時頻碼變換器產生變化的子頻帶編號，選擇不同的載波中心頻率，產生跳頻的調制載波，實現時頻交織。

本文超寬帶信號采用了ECMA368標準規定的第1組頻段，頻率為3 168～4 752 MHz，與文獻[15] 中在機艙內部實測所使用的3.1～10.6 GHz 頻段相符，同時符合IEEE802.15.4a標準所適應的2～10 G頻段。

圖1 MB-OFDM-UWB系統的通信原理框圖Fig.1 Diagram of communication procedure of MB-OFDM-UWB system

2 機艙內超寬帶信道模型

機艙是由大量的金屬材料和部分復合材料構成的腔體，是空間結構受限的通信環境，接收端信號由大量經反射、繞射和散射的多徑分量疊加而成，描述這樣的信道需要多簇多徑信道模型。

IEEE802.15.4a標準采用沖激響應對多簇多徑信道進行描述，盡管該提案僅針對于室內超寬帶通信[24]，但其沖激響應表達式具有一般的意義，即

(3)

式中：θk,l為第l個簇內第k徑的相位；Tl為第l簇的時延，可由泊松分布表示

p(Tl|Tl-1)=Λe-Λ(Tl-Tl-1)l>0

(4)

式(3)中：τk,l為第l個簇內第k徑相對該簇內第1徑的時延，可由混合泊松分布表示為

p(τk,l|τ(k-1),l)=βλ1e-λ1(τk,l-τ(k-1),l)+

(β-1)λ2e-λ2(τk,l-τ(k-1),l)

(5)

式(4)和式(5)中：Λ為簇到達率；λ1、λ2為混合徑到達率；β為混合因子。式(3)中：αk,l為第l個簇內第k徑的幅度增益，定義為

αk,l=pk,lβk,l

(6)

式中：pk,l為均等概率,取+1或-1；βk,l為第l簇中第k徑的信道系數，服從對數正態分布,即

βk,l=10xk,l/20

(7)

式中：xk,l為高斯隨機變量(均值為μk,l，標準差為σk,l)。xk,l滿足:

xk,l=μk,l+ξl+ζk,l

(8)

(9)

(10)

式中：Γ為簇衰減系數;γ為徑衰減系數。通過上述參數，就能描述UWB信道模型。

在機艙此類多徑環境中，信道沖激響應在較大時延處也會呈現功率分布，均方根時延擴展τrms可以描述信道多徑效應的嚴重程度，即多徑分量個數越多，則多徑能量越分散，均方根時延擴展就越大。τrms能夠通過各多徑分量的到達時間和功率計算得到

(11)

式中：G為全部多徑信號分量的總功率；an為各個多徑分量的幅度；τn為各徑相對第1徑的到達時延。

UWB信號的沖激響應具有多簇多徑特性[25]，但在機艙內通信，需要在考慮機體內壁對信號傳播影響的條件下得到新的模型參數。另外，對于不同尺寸和結構設計的機艙，需要根據仿真或實際測得沖激響應的時域波形擬合得出相應的多組參數。

3 機艙內超寬帶信道仿真

采用基于射線追蹤法及其改進方法，能夠以較低的代價得到沖激響應的仿真結果。例如：通過基于接收球的反射角誤差法[19]，反映機艙內信號傳播的模型特征。

3.1 仿真原理

基于接收球的反射角誤差法的主要原理是在反射面上查找給定的接收點附近滿足射線追蹤要求的反射點。給定實際接收點R，設定一個接收球半徑r，經過接收球的射線都被認為是合理的射線追蹤路徑，例如：在圖2中從設定的發射點S發出大量射線，其中一束射線到達反射面上的點F，入射角為α，反射點到理想接收點R之間的連線為FR,FR與反射面切線的夾角為β，反射線FR′與FR之間存在相位差η=β-α。則F是合理反射點的條件為：FR′到接收點R的距離小于或等于接收球半徑r。

所以，對模型中每個反射面上的所有點Fi進行判斷，當其滿足:

d3sin|η|≤r(d1+d3)

(12)

時，SFR是合理的追蹤射線。式中：d1為線段SF的長度；d3為線段FR的長度；r(·)為接收球半徑，其隨d1和d3的長度和而變化。要得到點R處的電場強度E，可由射線追蹤得到每條射線在點R的場強Ei(i=1,2,…,N)，繼而由電磁計算理論[26]：若電磁波波長相對環境特征尺寸可以忽略不計，則將各個傳播路徑抵達接收點射線的場強矢量相加，可近似地看作接收點場強E：

圖2 基于接收球的反射角誤差法原理Fig.2 Principle of reflection angle error method based on receiving ball

(13)

對UWB信號帶寬內不同頻率點的射線進行計算，在接收點通過式(13)對結果進行矢量相加得到場強E，可計算接收信號功率，進而得到功率延遲譜。

仿真設置時，主要考慮艙壁表面的UWB反射信號，忽略艙壁的透射；在機艙中電磁波的透射主要考慮電磁波穿透座椅傳播，在軟件仿真計算過程中，通過判斷路徑線段兩端點(反射點或發射/接收點)坐標在機艙中的相對及絕對位置來進行判斷，即路徑線段在機艙y軸方向上傳播距離大于座椅之間或座椅與設備的間隔，且射線段至少有一端在z軸方向上小于椅背高度；駕駛艙還需考慮雷達和駕駛之間的復合隔板及復合材料艙門。

由菲涅耳公式[26]，在機艙這類非鐵磁環境下的反射系數由垂直系數和水平系數構成

(14)

(15)

式中：θ為射線的入射角度；ε1和ε2分別為兩種介質的復相對介電常數。因此，射線的反射率Rs及透射率Ts可表示為

(16)

(17)

仿真中UWB信號的路徑損耗PLdB應滿足：

(18)

PL0(f)=3.0f+37

(19)

n(f)=-0.07f+2.75

(20)

σPL=0.05f2-1.47f+5.80

(21)

式中:f為信號頻率。

3.2 仿真方法的有效性

實際測量是驗證仿真方法有效性的最終手段，然而實際測量的成本很高，間接的驗證方法是對于某個已有實測結果的環境進行建模并仿真。如果仿真結果與實測結果相符，則不僅說明了該具體仿真結果的可信性，而且說明仿真方法也是有效的。與自由空間的信道模型及其信號模型不同，在機艙內的無線信道較為復雜，存在一定的誤差是客觀上難以避免的問題。文獻[4]也指出，在相應的電磁及信號模型建模上，機艙內環境仍存在較大的困難。

已有的實測結果往往針對于客艙，文獻[15]中，將超寬帶發射天線放置于機艙第2排中間的頂部，每個座椅的扶手、底部和頂部輪流放置接收天線用以測試不同接收點情況。所用天線可在仿真模型中近似成理想的全向垂直極化天線。

盡管本文的應用目標為機艙內的無線通信，但為了和上述具有實測結果的基準環境對比，也通過MATLAB建立簡化的Boeing 737-200客艙直段仿真模型，如圖3所示。

通過仿真，對客艙直段內路徑損耗PL和傳播距離d的關系采用最小二乘法擬合。如圖4所示，分別得到本文基于接收球的反射角誤差法、采用文獻[16]射線密度歸一化方法和文獻[15]實際測量后的歸一化擬合直線。

圖3 Boeing 737-200客艙仿真模型Fig.3 Simulation model for cabin of Boeing 737-200

圖4 路徑損耗與距離的關系Fig.4 Relationship between path loss and distance

可以通過式(18)分別計算得到3種方法的路徑損耗指數n，如表1所示。可見在機艙環境下，基于接收球的反射角誤差法仿真計算得到的UWB機艙信道路徑損耗，相比采用多平面近似曲面的射線密度歸一化法，更能準確描述實際測量的結果。

表1 3種方法的路徑損耗指數Table 1 Path loss index of three methods

本文仿真結果與文獻[15]在機艙的實測結果具有一致性，說明了在UWB信道仿真應用中，基于接收球的反射角誤差法具有可信性和有效性，可以仿真得到適用于機艙環境的UWB信道模型。

3.3 駕駛艙的仿真模型

對Boeing 737-200駕駛艙進行建模如圖5所示。發射天線設置在距機艙最前端2 m的中間頂部位置，接收天線分別設置在距離發射天線drm的中間底部位置dr=1,2,…。參考不同材質的經驗參數[28]，金屬艙壁和皮質座椅的相對介電常數εr分別取1和2.6，雷達和駕駛之間的復合隔板及復合材料艙門的相對介電常數εr取16[29]。

圖5 Boeing 737-200駕駛艙仿真模型Fig.5 Simulation model for equipment cabin of Boeing 737-200

4 數據處理與結果分析

仿真得到超寬帶信號在Boeing 737-200駕駛艙內的有效傳播路徑如圖6所示，僅考慮直射和1～4的合理反射路徑。

由反射、透射公式式(16)和式(17)可以得到每條路徑到達接收點的功率，將有效路徑通過矢量疊加可以計算得到不同位置的功率延遲譜如圖7所示。

由圖7對接收端的UWB信號分簇，用寬為k個點的窗口[30]對功率延遲譜采用最小二乘法擬合，其中k=2,3,…。仿真結果和二乘法擬合的差在一個窗口內不斷增大，當差值達到本窗口所設門限后，當前窗口內的k個點就組成了信號的一個簇，窗口外的下一個點則為下一個簇的第一點，再設置新的窗口循環進行上一步操作。

簇衰減系數Γ可通過計算每個擬合簇所組成直線的負斜率得到[31]；徑衰減系數γ可通過計算每個簇的負斜率取平均得到。由圖7可計算得到：接收距離為2 m和6 m時，簇衰減系數Γ分別為4.541和3.137；徑衰減系數γ分別為13.623和7.795。從而根據式(4)～式(7)可以計算得到機艙內不同區域的簇到達率Λ，混合徑到達率λ1、λ2及混合因子β見表2。

從圖7和表2能看出，在本文所采用基于接收球的反射角誤差法對駕駛艙的仿真結果中，隨著收發距離的增大，簇、徑衰減系數降低，簇到達率升高。即當距離增大，延遲多徑分量在整個接收信號中的占比增大，與IEEE802.15.4a標準及文獻[15]提出的模型特征相符合。

圖6 駕駛艙內超寬帶信號有效傳播路徑Fig.6 Propagation path of UWB signal in equipment cabin

圖7 超寬帶信號功率延遲譜Fig.7 UWB signal power delay spectrum

將得到的信道參數代入式(3)，得到信道的沖激響應式。設置發送比特速率110 Mb/s，通過物理層仿真可得到MB-OFDM-UWB系統在駕駛艙信道模型下的誤碼率，歸一化信道響應和均方根時延擴展。

仿真結果顯示當信噪比大于15 dB時，誤碼率低于ITU標準規定的10-6，較普通室內信道高1 dB，如圖8所示(以收發距離4～6 m為例)。由于機艙內密集多徑信道環境的影響，MB-OFDM-UWB系統在駕駛艙內信道的誤碼率性能仿真結果相對于室內環境有所下降。

圖9為仿真100次得到的歸一化信道響應平均值，圖10中所獲得的均方根時延擴展結果為100次仿真的統計結果，其中紅色虛線為所取均方根時延擴展的平均值。可以看到，沖激響應符合多簇多徑特征，仿真得到的均方根時延擴展在ns范圍內，其中峰值的位置對應為100次仿真中多徑分量個數最多的一次仿真結果，分別為15 ns和25 ns。且收發距離為0～2 m和4～6 m時，均方根時延擴展的平均值分別為5 ns和15 ns。

圖8 誤碼率仿真結果Fig.8 Simulation results of bit error rate

圖9 駕駛艙的歸一化信道響應Fig.9 Normalized channel response of equipment cabin

圖10 駕駛艙的均方根時延擴展Fig.10 RMS delay spread of equipment cabin

5 結 論

本文以機艙內超寬帶無線信道為研究對象:

1) 將多帶正交頻分復用與超寬帶通信相結合的MB-OFDM-UWB無線通信系統應用于機艙環境內，對系統進行建模和仿真分析。

2) 利用基于接收球的反射角誤差建模的方法對機艙內部超寬帶信號傳播進行射線追蹤，證明方法可用性。

3) 利用MATLAB作為仿真平臺構造駕駛艙環境，得到信道模型的功率延遲譜和有效傳播路徑。參考IEEE802.15.4a標準模型，通過仿真結果提取得到能應用于駕駛艙內部的超寬帶信道模型參數。其中在4～6 m范圍內，簇到達率Λ=0.225/ns，徑到達率λ1=2.414/ns、λ2=0.277/ns，混合因子β=0.075。

4) 利用搭建的MB-OFDM-UWB系統對信道模型仿真，得出當碼速率為110 Mb/s模式下，信噪比為15 dB時，誤碼率低于ITU標準規定的10-6，并得到沖擊響應仿真結果以及均方根時延擴展，符合多簇多徑的特征。

值得說明的是，本文旨在給出一種信道建模方法和評估方法，在實際應用中通信工程師可以根據模型框架，在真實機內環境的條件下進行更加準確的計算和校準，使之能夠接近實用性的目標。