等離子清洗用諧振電源混合調(diào)制技術(shù)研究

薛家祥　丁度焓

摘要：針對(duì)現(xiàn)有等離子體放電電源及其控制系統(tǒng)低效率和高成本的缺點(diǎn)，該文以串聯(lián)諧振型高頻高壓電源為研究對(duì)象，對(duì)不同的控制模式進(jìn)行研究，提出基于PWM-PFM混合調(diào)制的功率跟蹤控制策略。同時(shí)，對(duì)感性和容性兩種控制模式進(jìn)行對(duì)比，根據(jù)IGBT的關(guān)斷特點(diǎn)和工作頻率，提出高功率欠諧振和低功率過諧振的工作模式，解決等離子清洗用電源在高頻率下功率因數(shù)低、開關(guān)損耗大的問題。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：混合調(diào)制策略能夠有效降低IGBT的損耗，使整機(jī)效率提高0.65%～5.51%;在相同工況下，將設(shè)備的調(diào)功范圍從600～950W提升到550～1000W，使得等離子清洗機(jī)的清洗對(duì)象更為豐富，更容易推廣。

關(guān)鍵詞：電源控制系統(tǒng);等離子清洗;混合調(diào)制;諧振

中圖分類號(hào)：TN86

文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

文章編號(hào)：1674–5124（2019）03–0121–06

Research on hybrid modulation technology of resonant power supply for plasma cleaning

XUE Jiaxiang， DING Duhan

（School of Mechanical and Automotive Engineering， South China University of Technology， Guangzhou 510640， China）

Abstract： In order to solve the problem of low efficiency and high cost of the current plasma discharge power supply and its control system， this subject takes series resonant high frequency and high voltage power supply as the research object， studies the different control modes， presents a power tracking control strategy based on PWM-PFM hybrid modulation. At the same time， the inductive control mode and capacitive control mode are compared. According to the switching characteristics and working frequency of IGBT， the working mode of high power below resonant and low power over resonance is proposed， which solves the problem of low power factor and high switch stress of power supply for plasma cleaning at high frequency. The experimental results show that the mixed modulation strategy can effectively reduce the loss of IGBT and improve the efficiency of the whole machine by 0.65% to 5.51%. In the same working condition， the power adjustment range of the equipment is raised from 600-950 W to 550-1 000 W， which makes the cleaning objects of plasma cleaning machine more abundant and easier to spread.

Keywords： power control system; plasma cleaning; hybrid modulation; resonance

0 引言

近年來，低溫等離子體在許多工程領(lǐng)域（如材料制備、材料改性、醫(yī)藥和電子）都具有重要的應(yīng)用價(jià)值[1-2]。其中，等離子清洗由于其處理過程干燥、綠色環(huán)保、無(wú)有害溶劑、效率高和改善表面性能等優(yōu)點(diǎn)，成為學(xué)科研究的熱點(diǎn)。但由于目前市場(chǎng)上的高壓低溫等離子體諧振電源系統(tǒng)及其控制方式都不同程度的存在著低效率和高成本的問題，嚴(yán)重影響了它的進(jìn)一步推廣[3-4]。

目前常見的等離子電源系統(tǒng)控制方式有脈沖寬度調(diào)制（pulse width modulation，PWM）、脈沖頻率調(diào)制（pulse frequency modulation，PFM）、脈沖幅度調(diào)制（pulse amplitude modulation，PAM）和脈沖密度調(diào)制（pulse density modulation，PDM）等[5]。PWM控制方式盡管在調(diào)節(jié)系統(tǒng)輸出功率上有優(yōu)勢(shì)，但存在著不易構(gòu)造軟開關(guān)，高頻損耗大，難以控制系統(tǒng)的工作狀態(tài)等缺點(diǎn);PFM控制方式控制簡(jiǎn)單，容易調(diào)節(jié)系統(tǒng)的工作狀態(tài)，但由于其功率因數(shù)低，調(diào)功范圍窄，制約了它的應(yīng)用范圍;PAM控制模式則由于其采用相控整流，電路復(fù)雜，難以得到大面積推廣;PDM控制模式容易構(gòu)造軟開關(guān)，但是它是有級(jí)調(diào)功，閉環(huán)穩(wěn)定性較差、響應(yīng)較慢，不太適用于等離子清洗用電源系統(tǒng)[6-7]。

針對(duì)上述傳統(tǒng)控制方式的優(yōu)缺點(diǎn)，本文提出一種基于串聯(lián)諧振拓?fù)涞腜WM-PFM混合調(diào)控的控制方式，旨在結(jié)合PWM和PFM兩者的優(yōu)點(diǎn)，使系統(tǒng)既可以方便迅速地調(diào)節(jié)功率，又可以控制系統(tǒng)的工作狀態(tài)，同時(shí)還保證系統(tǒng)具有足夠?qū)挼恼{(diào)功范圍，使得等離子體的清洗對(duì)象更加豐富。

1 總體結(jié)構(gòu)與工作原理

等離子清洗系統(tǒng)的總體結(jié)構(gòu)如圖1所示，主要包括：系統(tǒng)的主電路、包含PWM-PFM混合控制算法的控制電路以及噴射出等離子體的負(fù)載槍頭。

系統(tǒng)首先將電網(wǎng)的220V交流電通過二極管組成的整流電路，然后經(jīng)過π型濾波電路，得到平滑的310V直流電，作為IGBT全橋逆變電路的輸入。全橋逆變電路將直流電轉(zhuǎn)換為頻率和脈寬可調(diào)的正負(fù)方波并輸出至諧振變壓器，變壓器的二次側(cè)輸出高頻高壓電，通過負(fù)載槍頭放電，噴射出能量可控的等離子體用于清洗。

檢測(cè)電路對(duì)系統(tǒng)的電壓、電流及溫度等進(jìn)行實(shí)時(shí)采樣，經(jīng)過信號(hào)調(diào)理電路后反饋到控制芯片，芯片根據(jù)采樣的信號(hào)進(jìn)行動(dòng)作和控制，保證系統(tǒng)工作的可靠安全和穩(wěn)定。控制芯片STM32F103根據(jù)使用者設(shè)定的功率和控制算法，輸出PWM-PFM方波給驅(qū)動(dòng)電路，以此來控制IGBT的通斷。人機(jī)交互界面則是數(shù)據(jù)監(jiān)控和功率調(diào)節(jié)的窗口，通過面板可以瀏覽設(shè)備當(dāng)前的工作電壓、電流和頻率等關(guān)鍵信息，還可以設(shè)定等離子發(fā)生器的輸出功率。

負(fù)載槍頭負(fù)責(zé)產(chǎn)生并噴射出等離子體，其工作原理如圖2所示。槍頭本質(zhì)上就是極間電容的空氣不斷被擊穿的過程，擊穿電容產(chǎn)生等離子體需要在槍頭施加高頻高壓電，而高頻高壓變壓器通常漏感很大，如果采用傳統(tǒng)的方式則會(huì)使系統(tǒng)的輸出功率受到很大的限制。因此，該電路拓?fù)淅米儔浩鞯穆└泻拓?fù)載槍頭的等效電容進(jìn)行串聯(lián)諧振，從而產(chǎn)生等離子所需的高頻高壓電。

由等離子清洗系統(tǒng)的工作原理可知，只要對(duì)施加的高頻高壓電的占空比進(jìn)行調(diào)控，就可以控制輸出等離子體的功率。這就是PWM控制相比于PFM控制的優(yōu)勢(shì)。

2 工作狀態(tài)分析

圖3為系統(tǒng)的負(fù)載等效電路圖，相當(dāng)于一個(gè)串聯(lián)諧振，其負(fù)載阻抗為

式中：f——負(fù)載工作頻率，Hz;

L——負(fù)載電路的總電感，H;

C——負(fù)載電路的總電容，F(xiàn);

R——負(fù)載電路的總電阻，Ω。

串聯(lián)諧振電路的功率因數(shù)為

其中ω為負(fù)載的工作角頻率，rad/s。

等效電路的諧振頻率和角頻率分別為

系統(tǒng)輸出功率為

當(dāng)負(fù)載處于諧振狀態(tài)時(shí)，輸入電壓和電流同相位，即

根據(jù)式（1）～式（6），負(fù)載處于諧振狀態(tài)時(shí)，阻抗Z=R，電路的功率因數(shù)cosφ=1，輸出功率P0=UINI0。

初次級(jí)電感比、電容比和匝數(shù)比的關(guān)系分別為

本系統(tǒng)所設(shè)計(jì)的變壓器初級(jí)漏感L1=92μH，變壓器次級(jí)漏感L2S=24mH，槍管電感L3S=9.5mH，槍頭電容容值CS=322.5pF，初次級(jí)變壓器匝數(shù)比NP=40，代入式（7）和（8）可得：

NS416次級(jí)等效漏感為

槍管等效電感為

槍頭氣隙等效電容為

則參與諧振的總電感為

將電感和電容數(shù)據(jù)帶入式（3），可得初始諧振頻率為

當(dāng)工作頻率小于42.52kHz時(shí)，系統(tǒng)處于欠諧振狀態(tài)，負(fù)載呈容性，此時(shí)電流超前電壓，電流先于電壓換向，即開關(guān)管關(guān)斷時(shí)電流先于電壓減小到零，所以開關(guān)管為零電流關(guān)斷，大電流開通。

當(dāng)工作頻率在42.52kHz時(shí)，系統(tǒng)處于諧振狀態(tài)，負(fù)載呈純阻性，此時(shí)電流和電壓同相，阻抗最小，電流最大，輸出功率達(dá)到最大值，功率因數(shù)為1，但開關(guān)管無(wú)論開通或關(guān)斷都是硬開關(guān)。

當(dāng)工作頻率大于42.52kHz時(shí)，系統(tǒng)處于過諧振狀態(tài)，負(fù)載呈感性，此時(shí)電流滯后電壓，電壓先于電流換向，即開關(guān)管關(guān)斷時(shí)電壓先于電流減小到零，所以開關(guān)管為大電流關(guān)斷，零電流開通[8]。

由上述分析可知，只要對(duì)施加的逆變方波電源的進(jìn)行調(diào)頻，就可以針對(duì)不同的工作條件，對(duì)系統(tǒng)的工作狀態(tài)進(jìn)行控制，從而減小電路的功耗，提高系統(tǒng)的效率。這就是PFM控制相比于PWM控制的優(yōu)勢(shì)。

3 控制策略

3.1 分階段控制策略

全橋逆變的開關(guān)管常選用場(chǎng)效應(yīng)晶體管MOSFET或絕緣柵雙極型晶體管IGBT。由于本系統(tǒng)的最大輸出功率為1000W，因此，必須選用耐壓和耐流特性更好的IGBT作為本系統(tǒng)全橋逆變的開關(guān)管。

不同于MOSFET，IGBT是雙極型器件，由少數(shù)載流子導(dǎo)電。其關(guān)斷過程可分為兩個(gè)階段：第一個(gè)階段是其內(nèi)部的MOSFET關(guān)斷過程，此時(shí)集電極電流迅速下降，該過程時(shí)間較短;第二個(gè)階段是內(nèi)部PNP晶體管關(guān)斷過程，此時(shí)N基區(qū)內(nèi)少子復(fù)合緩慢，關(guān)斷時(shí)有明顯的電流拖尾現(xiàn)象，該拖尾電流與已經(jīng)建立的集電極電壓會(huì)產(chǎn)生很大的重疊面積，所以較長(zhǎng)的電流下降時(shí)間會(huì)產(chǎn)生較大的關(guān)斷損耗。因此，IGBT適合應(yīng)用在開通損耗較大、關(guān)斷損耗較小的容性工作狀態(tài)下。

圖4為IGBT的推薦負(fù)載電流和工作頻率關(guān)系圖。當(dāng)系統(tǒng)高頻工作時(shí)，尤其是在硬開關(guān)條件下，推薦的負(fù)載電流值較小，若系統(tǒng)長(zhǎng)時(shí)間工作于高頻且IGBT承受大電流時(shí)，會(huì)產(chǎn)生很高的耗散功率，嚴(yán)重影響系統(tǒng)的效率。

基于上述IGBT電流拖尾效應(yīng)和IGBT的頻率-電流關(guān)系圖，對(duì)等離子清洗電源采用分階段控制策略：當(dāng)系統(tǒng)工作于高功率時(shí)，此時(shí)電流較大，采取降頻方式，使其工作在弱容性狀態(tài)，以此讓IGBT能夠零電流下關(guān)斷，從而減小IGBT的損耗;當(dāng)系統(tǒng)工作在低功率時(shí)，此時(shí)負(fù)載電流較小，電流拖尾引起的損耗也較小，可以讓其工作在過諧振狀態(tài)，方便負(fù)載槍頭起弧，即犧牲小部分的效率，換取起弧的成功率，從而使系統(tǒng)能夠工作在更低功率，系統(tǒng)的輸出功率更寬，應(yīng)用范圍更廣[9-10]。

3.2 基于PWM-PFM

混合調(diào)控的功率跟蹤算法基于傳統(tǒng)控制方式的優(yōu)缺點(diǎn)，本系統(tǒng)采用PWM-PFM混合調(diào)控的功率跟蹤算法。系統(tǒng)首先根據(jù)用戶設(shè)定的功率分配一個(gè)初始占空比和頻率。占空比的設(shè)定是根據(jù)設(shè)定的功率進(jìn)行分配的，而頻率是為了保證大功率時(shí)系統(tǒng)處于欠諧振狀態(tài)，而低功率時(shí)處于過諧振狀態(tài)。

但由于氣流速度、大氣壓和槍頭溫度等其他外部影響因素，由初始占空比和頻率得到的輸出功率往往不精確，需要進(jìn)行進(jìn)一步的調(diào)控。

若系統(tǒng)的實(shí)際輸出功率和設(shè)定功率差值在50W以上時(shí)，系統(tǒng)進(jìn)行PWM調(diào)節(jié)：如果實(shí)際輸出功率大于設(shè)定功率，則增加占空比;如果實(shí)際輸出功率小于設(shè)定功率，則減小占空比。

當(dāng)差值在50W以內(nèi)時(shí)，系統(tǒng)改用PFM進(jìn)行調(diào)節(jié)，本文采用功率跟蹤算法，即不斷檢測(cè)系統(tǒng)增頻或減頻后，系統(tǒng)的功率是往增加還是減小的方向進(jìn)行。如果系統(tǒng)需要增加功率，而增加頻率的結(jié)果使功率增加，則繼續(xù)增加頻率，否則減少頻率。如果增加頻率使功率減少，則下一個(gè)周期系統(tǒng)會(huì)做相反的動(dòng)作，即減少頻率。如果系統(tǒng)需要減少功率，則調(diào)控邏輯與上述過程相反。

同時(shí)，算法對(duì)系統(tǒng)的工作頻率、死區(qū)時(shí)間和占空比進(jìn)行限制，對(duì)系統(tǒng)的電流、電壓和溫度的異常迅速進(jìn)行保護(hù)動(dòng)作，保證系統(tǒng)全程工作的安全可靠和穩(wěn)定。

4 測(cè)試結(jié)果及分析

4.1 PWM-PFM混合調(diào)控和純PWM調(diào)控對(duì)比

圖5為PWM-PFM混合調(diào)控和純PWM控制兩種控制方式的效率曲線對(duì)比圖。其中設(shè)定功率為550W時(shí)，PWM的數(shù)據(jù)缺失是因?yàn)闃岊^起弧不成功。由圖可知，采用PWM-PFM混合調(diào)制總體效率要比PWM高，整機(jī)效率提升了0.65%～5.51%。尤其當(dāng)設(shè)備工作在高功率和低功率時(shí)候，兩者效率的差值更大。這是因?yàn)楣潭l率而單純進(jìn)行PWM控制，無(wú)法控制其工作在感性、諧振或者容性狀態(tài)。而當(dāng)氣流速度、氣壓強(qiáng)度或工作溫度發(fā)生變化時(shí)，系統(tǒng)的諧振頻率會(huì)隨之產(chǎn)生變化，則PWM無(wú)法調(diào)頻的劣勢(shì)會(huì)更為明顯。

4.2 PWM-PFM混合調(diào)控和純PFM調(diào)控對(duì)比

圖6為PWM-PFM混合調(diào)控和純PFM兩種控制方式下，實(shí)際輸出功率與設(shè)定功率的符合程度。數(shù)值越接近1則表明實(shí)際功率越符合設(shè)定功率。由圖可知，在低功率和高功率時(shí)，兩種不同的控制方式都不同程度地偏離了設(shè)定功率，PFM調(diào)控的情況更為嚴(yán)重，這是因?yàn)閱渭冋{(diào)頻的控制方式，其調(diào)功范圍有限，系統(tǒng)難以匹配到設(shè)定的功率。而且，PFM控制方式容易使頻率接近極限值，遠(yuǎn)離系統(tǒng)的諧振頻率，使負(fù)載處于強(qiáng)感性或強(qiáng)容性，從而影響系統(tǒng)的工作效率。

在實(shí)際的工業(yè)應(yīng)用中，若實(shí)際功率比設(shè)定功率大太多，則會(huì)損害清洗對(duì)象;若實(shí)際功率比設(shè)定功率小太多，則清洗效果太差。本實(shí)驗(yàn)以實(shí)際功率和設(shè)定功率之比為0.9～1.1作為系統(tǒng)的可接受范圍。根據(jù)該標(biāo)準(zhǔn)，則采取混合調(diào)制取代PFM調(diào)制，能有效將調(diào)功范圍從600～950W提升到550～1000W。

4.3 電路關(guān)鍵點(diǎn)波形

圖7為系統(tǒng)的設(shè)定功率為900W時(shí)，IGBT全橋臂的驅(qū)動(dòng)波形。圖中橫坐標(biāo)為時(shí)間，每格代表10μs。縱坐標(biāo)為電壓，每格代表5V。藍(lán)色曲線為超前驅(qū)動(dòng)信號(hào)，紫色曲線為滯后驅(qū)動(dòng)信號(hào)，兩路驅(qū)動(dòng)信號(hào)呈現(xiàn)中心互補(bǔ)對(duì)稱，即相移180°，頻率為28.04kHz，占空比24.52%，死區(qū)時(shí)間在8.6μs左右。頻率、占空比和死區(qū)時(shí)間都在程序設(shè)定的極限值之內(nèi)，符合要求。

圖8和圖9分別是系統(tǒng)工作在大功率時(shí)，感性和容性狀態(tài)下，諧振變壓器一次側(cè)的電流和電壓波形。圖中橫坐標(biāo)為時(shí)間，每格代表10μs。綠色曲線為電流波形，其縱坐標(biāo)為電流，每格代表10A。紫色曲線為電壓波形，其縱坐標(biāo)為電壓，每格代表500V。由圖可知，容性狀態(tài)下，電流超前電壓，電流在IGBT關(guān)斷前已經(jīng)下降到零，即零電流關(guān)斷，從而有效降低了IGBT的損耗。感性狀態(tài)下，電流滯后電壓，在IGBT關(guān)斷后，電流才下降到零，為有電流關(guān)斷，增加了IGBT的開關(guān)損耗。波形符合上述的理論分析。

圖10為負(fù)載高壓端和驅(qū)動(dòng)的電壓波形，圖中橫坐標(biāo)為時(shí)間，每格代表10μs。藍(lán)色和紫色曲線為驅(qū)動(dòng)電壓波形，其縱坐標(biāo)為電壓，每格代表10V。綠色曲線為高壓波形，其縱坐標(biāo)為電壓，每格代表5kV。當(dāng)有驅(qū)動(dòng)信號(hào)作用時(shí)，槍頭電容充電，負(fù)載高壓端電壓隨之升高，直至達(dá)到擊穿電壓。空氣被擊穿產(chǎn)生電弧后，等效于電容通過并聯(lián)電阻放電，電容電壓下降。此時(shí)電弧在氣流的作用下越吹越長(zhǎng)，同時(shí)槍頭內(nèi)的等離子濃度增加，電阻下降，所以電壓下降，電流增大，直到再也無(wú)法維持該電弧，在波形上表現(xiàn)為一個(gè)較緩的平臺(tái)[11-12]。當(dāng)另一對(duì)橋臂的驅(qū)動(dòng)信號(hào)作用，電壓又從低值上升到負(fù)的高值，如此循環(huán)反復(fù)，被擊穿的電弧被施加的氣體不斷從槍頭吹出，產(chǎn)生等離子體[13]。

5 結(jié)束語(yǔ)

本文在介紹了等離子清洗電源系統(tǒng)的基礎(chǔ)上，通過分析PWM和PFM各自調(diào)制的特性，采用PWM-PFM混合調(diào)制的控制策略，結(jié)合了兩者的優(yōu)點(diǎn)，使得整機(jī)效率得到提升;同時(shí)保證了系統(tǒng)具有較寬的調(diào)功范圍，增加了等離子電源的作用對(duì)象和應(yīng)用場(chǎng)景;根據(jù)IGBT的電流拖尾效應(yīng)及工作頻率和電流關(guān)系，提出低功率過諧振和高功率欠諧振的控制方式，減小了IGBT的損耗，提升了系統(tǒng)的效率。試驗(yàn)的結(jié)果驗(yàn)證了上述理論分析是正確的，并且具有可行性。

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（編輯：商丹丹）