解析LLC變換器數控同步整流技術

張 路，曹彥哲，劉耿博

（西安麥格米特電氣有限公司，陜西 西安 710075）

1 LLC諧振變換器

在LLC諧振變換器中，直流電源電壓會先通過逆變網絡變成交流方波電壓，再從諧振網絡轉化成諧振量。在這以后，整流濾波電路將輸出直流電壓，達成電能傳遞和電壓轉換。LLC的諧振點有兩個，這是它自身的獨特之處。

1.1 電路拓撲

文中所分析的LLC諧振變換器由逆變橋、諧振網絡以及整流濾波電路3大部分構成[1]。選擇的案例拓撲為如圖1所示的半橋型，其拓撲驅動性強，內部結構較為簡單，副邊實施的是全波整流。這樣的LLC諧振變換器特別適合同步整流，在低電壓場所和大電流場所也很適用。在諧振網絡上有電感Lr和Lm以及電容Cr，其中Lr是變壓器漏感，Lm是變壓器勵磁電感，相對而言集成度較高。LLC諧振變換器存在兩個諧振點，故有兩個諧振頻率，分別為fr和fm，此外開關頻率為fs。fr和fm的具體計算如下：

圖1 半橋型LLC諧振變換器的電路圖

1.2 工作模態

工作模態可分為4種情況。若fm＞fs，那么變換器的諧振網絡會有電容特性，原邊難以達到零電壓。若fm＜fs＜fr，變換器會有諧振網絡特性，原邊達到零電壓，同流斷續，而這時電路是欠諧振，諧振網絡增益比1要大，電路工作在該區間。若fs=fr，諧振變換器會處于準諧振，原邊能做到零電壓，副邊電流出現臨界的斷續。若fs＞fr，變換器會處于過諧振的情況，原邊可達到零電壓開通，但不能做到零電流關斷，故此電路不會長時間在這個區間工作。

1.3 增益分析

在本次設計中比較重要的是輸出電壓和輸入電壓的關聯，要考慮到的是處理電路電壓增益。LLC諧振變換器的工作模態多是fm＜fs＜fr，應當盡量讓fs更趨向于fr，也就是在串聯諧振點周邊進行。此時諧振網絡通過的電流頻率和串聯諧振頻率的數值接近，可去掉高次諧波，這就是基波等效法法（Fundamental Harmonic Approximation，FHA）[2]。但在運用該方法分析前還要做一些假設工作，包括以下4方面內容。一是將變壓器看做是理想型變壓器，二是忽視高次諧波，三是不考慮濾波電容諧振和變壓器副邊漏的影響，四是將二極管和MOS管等當做理想器件[3]。

2 LLC變換器數控同步整流技術的應用

2.1 諧振網絡設計

在諧振網絡設計上，LLC諧振變換器的組成要素有諧振電容Cr、勵磁電感Lm以及諧振電感Lr，這3要素和電壓增益有關聯，彼此所形成的耦合量也和電壓增益有關聯[4]。本文所選的LLC諧振變換器的輸入電壓為55～65 V，輸出電壓為6 V[5]。

通過測試得出，變壓器匝比為4.6～5.4，最小電壓增益大于1時可以讓電路原副邊實現軟開關。將諧振頻率設定在100 kHz時，得出諧振電容Cr為390 nF，諧振電感Lr為6.5 μH，勵磁電感Lm為30 μH，而后計算諧振頻率和滿載品質因素，得出參數值，判斷是否合理。

2.2 直流電源控制系統設計

為了讓變換器的前級開關管達到零電壓開通，后級二極管零電流關斷，需要調整變換器諧振網絡輸入阻抗Zin

[6]。當負載RL恒定時，Zin就有一定的特性。假設R1=2R2=4R3=8R4，負載RL為R1、R2、R3、8R4，當變換器處于感性區域工作時，若負載過大，那么頻率f的可調節范圍就越小，在頻率恒定的情況下，電壓增益會降低。若負載過小，那么頻率f的可調節范圍就越大，在頻率恒定的情況下，電壓增益會上升。輸入阻抗虛部的數值Zin和f/fr的關系曲線如圖2所示。

圖2 輸入阻抗虛部值Zin和f/fr關系曲線

等到負載過重之后便可加入過流保護，限制LLC輸出功率，而負載過輕或空載時，輸出電壓會飄高，使得頻率過大而不能降到設定值[7]。為此可以加入間歇式控制做調節，LLC諧振變換器需要保證恒壓和恒流工作的模式，電源為恒流時系統為雙閉環，外環是電流PI閉環，內環則是電壓PI閉環，等到系統工作是恒壓時則運用單環控制。

2.3 數字同步整流控制算法

本文將基于自適應同步整流驅動而提出一套控制算法，這是DSP計算得到的SR驅動信號，其電路拓撲結構如圖3所示。

圖3 電路拓撲結構展示圖

文中將設計同步整流控制算法，共同開通SR和原邊MOS管，將SR關斷，檢測漏源極電壓Vds和電壓Vth。假如Vds＜Vth，此時比較器會輸出高電平的1，這個時候SR如果提前關斷，SR二極管就會有很多的電流流入，保持長時間的通電狀態，那么在下一次開關時要延長SR驅動時間。假如Vds＞Vth，比較器輸出為低電平0，SR關斷時間就較晚，那么等到下個開關周期時要縮短SR驅動時間。縮減和延長驅動時間都是一小段時間，算作ΔD。ΔD的數值比較小，電路要由多個開關周期才可完成同步整流，故電路動態性能偏弱，而且SR驅動時間不夠穩定，電路魯棒性不高。

本文優化同步整流控制算法，假設SR1沒有增加驅動，此時的二極管在低電阻流過正向電流的壓降為-0.7 V。隨后分壓電路設一個值，為Vth電壓，這一數值取自體二極管導通壓降和SR1導通壓降的中間值。此時，電壓比較器沿著DSP傳輸高低電平的訊號，而DSP采取eCAP模塊捕獲電平1持續時間，這便是SR體二極管導通時間[8]。

2.4 暫態分析

LLC諧振變換器調節輸出電壓的方式是改變開關頻率。上文所指的控制算法內，SR開關頻率和原邊MOS管頻率是相同的，故當開關頻率發生調整時，同步整流會受到影響。因為這一原因，控制算法上需考慮增加對開關頻率的判斷。倘若此次開關周期和上次相同，那么輸出的是上周期驅動信號，倘若此次開關頻率增加，那么下一次開關周期的SR會較晚關斷[9]。為此，需要在算法中減掉ΔD再重新得出算法程序。當降低開關頻率，算法程序就會直接運作，并重新輸出整流驅動信號。

本次提出控制算法有著較短的暫態過程，兩個開關周期后，SR便有較強驅動信號，同步整流頻率也非常理想，故電路魯棒性和動態性較佳。

3 實驗結果分析

3.1 樣機參數

為了了解和驗證變換器性能及同步整流驅動控制算法，本文選擇了一臺半橋LLC諧振變換器，其硬件參數如表1所示。變壓器使用的是PCB型平面變壓器，諧振頻率是100 kHz，開關頻率比諧振頻率要小。

表1 硬件信號參數表

3.2 實驗波形

半橋LLC諧振變換器需在0.5 Ω電阻條件下做實驗。圖4顯示的是90 kHz開關頻率下的SR波形，由圖中顯示情況可知，同步整流效果不夠好，體二極管有著較長的導通時間。圖5是通過算法得到的SR波形，由圖中顯示可知，SR體二極管原先的導通時間為1.2 μs，隨后下降為0.4 μs，導通損耗明顯下降，同步整流效果較佳。

圖4 初始SR波形圖

圖5 算法處理之后的SR波形

3.3 損耗情況分析

LLC諧振變換器在損耗方面主要包括副邊同步整流管、原邊MOS管及平面變壓器3部分，輔助電源系統帶來的損耗較少。本文所選擇的LLC諧振變換器，其電路一直為欠諧振，原邊MOS管屬于零電壓，副邊SR屬于零電流關斷，故此在進行開關管損耗期間需計算MOS管的導通損耗、關斷損耗以及副邊同步整流管的導通損耗與開通損耗。為此，若要降低變換器損耗，提升變換器運作效率，可以找到開關速度更快且性能更好的MOS管和同步整流管，而且要采用出新的變壓器，并設計出繞組走線，使得損耗有所降低[10]。

4 結 論

如今開關電源產品正逐步向高效率和高功率的方向發展。本文研究分析了諧振變換器，提出LLC諧振變換器的優勢較為明顯，而后從電路拓撲、工作模態以及增益分析這3部分闡述LLC諧振變換器的工作原理，分析LLC變換器數控同步整流技術的應用，并得出SR關斷期間會有所變化，動態性偏差。最后提出了數控同步整流驅動方式，詳細分析了算法流程，且用樣機做實驗，分析了樣機參數、實驗波形以及損耗情況，最終驗出控制算法的有效性。