基于相位控制的慣性與衛星超緊組合導航系統信號解調方法

沈世斌，謝非，趙靜，錢偉行，康國華，劉錫祥

(1.南京師范大學 電氣與自動化工程學院，江蘇 南京 210023；2.南京智能高端裝備產業研究院有限公司，江蘇 南京 210042；3.南京郵電大學 自動化學院，江蘇 南京 210023；4.南京郵電大學 江蘇省物聯網智能機器人工程實驗室，江蘇 南京 210023；5.南京航空航天大學 微小衛星研究中心，江蘇 南京 210016；6.東南大學 儀器科學與工程學院，江蘇 南京 210096)

0 引言

基于捷聯慣性導航系統(SINS)和衛星導航系統(GNSS)互補特性構建的慣性導航與衛星導航組合導航系統，是導航技術近年及未來多源融合導航領域發展的重要方向。近年來，隨著新型載體及裝備對高動態、抗干擾等導航性能的迫切需求，基于現有組合機制的慣性導航與衛星導航松組合、緊組合導航系統已難以滿足新型運載體的需求。在抗干擾等高性能導航需求的牽引下，研究人員在組合模式方面逐漸提出了將衛星接收機信號跟蹤環路參量與SINS進行深度融合的慣性導航與衛星導航超緊組合技術[1]，從組合導航層次和信息利用水平來看，傳統的SINS與GNSS松組合、緊組合模式中，SINS與衛星接收機從位置、速度組合到偽距、偽距率組合，衛星接收機內部均保持獨立的標量跟蹤方式，但一旦接收機受到干擾或高動態影響，無法借助外部信息對接收機環路信號跟蹤進行輔助或控制時，容易出現環路信號失鎖乃至導航定位失效問題[2-3]。超緊組合采用矢量環路架構將衛星接收機基帶信號跟蹤處理與SINS進行深層融合，可提高慣性導航與衛星導航組合系統在高動態、信號干擾等環境下的適應能力及導航性能[2-3]。

隨著導航與定位技術的廣泛應用，研究人員針對SINS與GNSS組合導航技術的不足也在不斷拓展研究[4-17]。李團等研究了基于集中式卡爾曼濾波的實時動態GNSS與SINS緊組合算法，改進了衛星星數不足情況下系統解算的位置精度與模糊度恢復能力[4]；劉紅光等通過引入非相干頻率與偽碼鑒別器，研究了一種自適應非相干矢量跟蹤環路[5]；張希等研究了超緊組合導航濾波降維優化算法，并進行了半物理仿真驗證[6]。此外，針對導航干擾技術方面，Humphreys等開展了信號干擾器對微型無人機導航系統的壓制及欺騙干擾分析[7]；Broumandan等[8]和Krasovski等[9]較早開展了衛星導航信號抗干擾技術研究。黃龍等分析了對接收機實現欺騙干擾所需的信號功率條件[10]。因此，面向抗干擾需求的SINS與GNSS超緊組合導航技術已成為導航領域中的重要研究方向之一，而衛星導航可靠應用也將為我國的公共安全提供重要支撐。

在超緊組合環路中，信號跟蹤是衛星接收機中基帶信號處理的重要部分，其性能直接影響接收機解調信號的鎖定狀態。本文在分析SINS/GNSS緊組合及超緊組合不同架構基礎上，提出一種基于相位控制的超緊組合信號解調方法，擴展了超緊組合系統環路信號的解調思路，并分析了不同SINS/GNSS超緊組合方法特點及超緊組合環路信號跟蹤特性，為慣性導航與衛星導航超緊組合系統設計提供了一種環路信號解調的新方法。

1 SINS/GNSS緊組合與超緊組合對比分析

SINS與GNSS緊組合模式下，組合導航系統利用衛星接收機輸出的偽距、偽距率與SINS估算的偽距、偽距率之差作為觀測量，經導航濾波器，估計SINS誤差以及衛星接收機的時鐘誤差和漂移，然后分別對SINS和接收機偽距、偽距率進行校正。此外，接收機可利用SINS的狀態信息對高動態引起的跟蹤環路載波多普勒頻移變化進行補償；同時，緊組合模式下的接收機不切斷原有跟蹤環路的偽碼及載波信號控制，利用載波數字控制振蕩器(NCO)及碼NCO控制復制載波及偽碼信號生成。其總體架構框圖如圖1所示。

圖1 SINS與GNSS緊組合導航總體架構圖Fig.1 Tightly coupled SINS/GNSS system architecture

SINS與GNSS組合導航系統的狀態量定義為SINS誤差、傳感器漂移和接收機時鐘誤差，共有20維(即三維姿態誤差、三維速度誤差、三維位置誤差、三維陀螺隨機常數、三維陀螺1階馬爾可夫過程、三維加速度計1階馬爾可夫過程、一維接收機時鐘偏置等效偽距誤差、一維接收機時鐘頻率漂移等效偽距率誤差)。

SINS與GNSS緊組合系統的偽距及偽距率觀測方程為

(1)

(2)

式中：λ和L分別為載體當前位置的經度和緯度。

SINS與GNSS超緊組合模式下，組合導航系統利用接收機環路濾波器從多通道環路的相干積分結果中提取復制信號相位及頻率偏差信息作為觀測量，與SINS狀態誤差通過導航濾波器建立觀測與狀態估計關系，從而實現SINS與接收機基帶信號處理深層次融合[11-15]，其總體架構框圖如圖2所示。以北斗導航衛星為例，目前北斗B1及B2頻點信號均采用四相正交相移鍵控(QPSK)調試方式。以B1頻點信號為例，將輸入信號與正弦載波復制信號混頻的支路稱為同相支路(簡稱I支路)，輸入信號與余弦載波復制信號混頻的另一條支路稱為正交支路(簡稱Q支路)，B1信號結構由I、Q兩個支路的“測距碼+導航電文”正交調制在載波上構成，其發射信號模型及調制方式可參考文獻[18]。

圖2 捷聯慣性導航與衛星導航超緊組合導航系統總體架構圖Fig.2 Ultra-tightly coupled SINS/GNSS system architecture

與緊組合模式不同，超緊組合將接收機中各通道環路信號的觀測量以矢量形式送入導航濾波器中，并利用SINS輸出反饋控制接收機跟蹤環路，從而提高接收機在信號干擾及高動態環境下的跟蹤性能和組合導航能力[12-17]。

總體來看，超緊組合系統與緊組合系統實現的本質不同，在于前者需要慣性導航與接收機跟蹤環路信息進行深層融合，而信號跟蹤及解調是超緊組合中慣性導航參與環路信號處理的重要環節。

2 SINS/GNSS超緊組合環路信號解調方法

2.1 衛星基帶信號解調環路結構及原理分析

衛星導航接收機要實現與SINS的超緊組合功能，必須首先完成對接收信號的捕獲、跟蹤及星歷解調功能，而超緊組合的核心也與環路信號的解調過程及原理密切相關。

圖3 基于相位控制的超緊組合跟蹤環路結構框圖Fig.3 Block diagram of tracking loops of ultra-tight integration based on phase control

北斗衛星導航系統(BeiDou)與全球定位系統(GPS)均可利用擴頻信號的自相關和互相關特性，完成對輸入信號中調制偽碼的解擴處理；對載波信號的解調過程則依賴于鎖相環或鎖頻環對調制載波進行跟蹤解調，實際應用中接收機跟蹤環路信號的解調是通過碼環和載波環緊密耦合共同完成的。

衛星接收機信號解調的基本原理為：通過鑒相器檢測輸入信號與反饋信號之間的相位誤差，環路濾波器具有低通特性，可以濾除誤差信號中的高頻分量，輸出一個控制信號控制壓控振蕩器的頻率，從而通過調整頻率偏移使得輸出相位能夠跟蹤輸入相位變化。從信號解調過程可以看出傳統的環路跟蹤方式是通過對頻率的調整來達到相位跟蹤目的，事實上，對環路偽碼及載波信號的跟蹤存在兩種方式，分別為控制復制信號相位和控制信號發生率，兩種方式通過控制不同偏移量(相位偏移量和頻率偏移量)實現偽碼同步及載波解調功能。

2.2 基于相位控制的超緊組合環路信號解調方法

2.2.1 超緊組合環路結構及相關積分處理

傳統的接收機環路中，碼跟蹤環的目標是保持對輸入信號中特定碼的精確復制，通常采用調整復制偽碼的產生速率控制即時碼和接收信號中偽碼起始位置對齊，從而完成對偽碼的有效跟蹤。這種反饋控制方式復雜，消耗資源較多，并且對每一積分周期內的輸入信號采樣值不固定。為了提高超緊組合中碼跟蹤環的計算效率，研究利用載體位置、速度狀態信息與由星歷計算得到的衛星狀態信息估計出碼相位控制參量方法，提出基于相位控制的超緊組合環路結構，如圖3所示。

超緊組合導航模型特征在于其采用跟蹤環路相干積分結果I、Q(由(5)式和(6)式可見)中隱含的相位及頻率偏差與慣性導航狀態進行非線性信息融合，同時慣性導航狀態需要深入到環路信號控制部分[15-17]。為了獲得較為精確的相位及頻率參量，需要從相干積分結果中提取有效的觀測矢量信息。

首先，利用復制載波與輸入載波信號進行混頻處理；然后，利用復制超前、即時、滯后3路偽碼信號對混頻信號進行解擴處理，可得即時支路相關結果；最后，I、Q即時支路上的相關結果經低通濾波器將其高頻成分進行濾除，得到相關結果如下：

ip(m)=ApD(m)R(τi)cos ((ωi-ωr)m+(θi-θr))，

(3)

qp(m)=ApD(m)R(τi)sin ((ωi-ωr)m+(θi-θr))，

(4)

式中：ip(m)為同相支路的即時相關結果；qp(m)為正交支路的即時相關結果；Ap為即時分量的信號幅值；D(m)為衛星導航數據序列，m為衛星導航數據序列總數；R(·)為偽碼的自相關函數；τi為第i通道環路周期內復制偽碼與接收偽碼的相位差值；ωi、θi分別為輸入載波的角頻率及相位；ωr、θr分別為復制載波的角頻率及相位。

若對六路相關結果分別進行相干積分，以即時支路信號為例，則對(3)式、(4)式所示的相關結果進行Tc時間內的相干積分，結果如下：

(5)

(6)

Ie(m)=AeD(m)R(τ-0.5)sinc(feTc)cosφe，

(7)

Qe(m)=AeD(m)R(τ-0.5)sinc(feTc)sinφe，

(8)

Il(m)=AlD(m)R(τ+0.5)sinc(feTc)cosφe，

(9)

Ql(m)=AlD(m)R(τ+0.5)sinc(feTc)sinφe，

(10)

式中：Ie(m)為同相支路超前相干積分結果；Qe(m)為正交支路超前相干積分結果；Il(m)為同相支路滯后相干積分結果；Ql(m)為正交支路滯后相干積分結果；Ae和Al分別為超前及滯后支路的信號幅值；τ表示環路濾波器復制碼與接收碼相位差。當環路信號鎖定后，利用環路濾波器進行組合導航濾波器觀測量提取，由于即時支路上兩個相干積分結果Ip(m)和Qp(m)包括載波信號特征量信息，將Ip(m)和Qp(m)作為環路濾波器載波相位偏差及頻率偏差估計的觀測量，而超前及滯后支路的相干積分結果Ie(m)、Qe(m)和Il(m)、Ql(m)則先通過碼鑒相器，再送入環路濾波器作為碼相位偏差觀測量。

2.2.2 超緊組合環路濾波器模型

(11)

式中：u為系統的控制輸入，此處為復制載波頻率的變化量；w為系統噪聲；k為時刻。由于載波B1頻率(1 561.098 MHz)為碼基準頻率(2.046 MHz)的763倍，碼多普勒頻移也為載波多普勒頻移的1/763倍。

環路濾波器載波分量的觀測方程由(5)式、(6)式可見，選取偽碼鑒相器輸出作為觀測量，k時刻鑒相結果代表k-1時刻到k時刻碼相位差的平均值，可由(12)式表示：

(12)

式中：τk,k-1為k-1時刻到k時刻復制碼與接收碼相位差；τk為k-1時刻復制碼與接收碼相位差；fe,k為k時刻的載波頻率偏差。

因此，偽碼觀測方程如下：

(13)

式中：v為觀測噪聲。

2.2.3 超緊組合系統復制信號生成及觀測模型

從衛星導航原理中的碼相位測量與偽距計算，以及多普勒頻率與速度的內在關系來看，接收衛星信號中偽碼相位及多普勒頻移的變化與載體及衛星間的相對運動具有內在關系，這也是超緊組合方法的內在機理體現，而超緊組合中由于利用校正后的慣性導航狀態對復制偽碼及載波生成相位、頻率進行控制，復制偽碼相位誤差及載波頻率誤差是連接環路信號與慣性導航狀態的橋梁[15-17]，可將慣性導航狀態誤差投影于衛星與用戶位置徑向視線方向上，對應相位及頻率誤差關系模型[3]可表示為

λcoτi=ρINSi-ri+δtsi-δtu-δta-δtmp+vτi，

(14)

(15)

由校正后慣性導航狀態與第i通道衛星對應的偽距及多普勒頻率在用戶真實運動狀態處展開為1階泰勒級數，可得到以下形式：

ρINSi=ri+ei1δx+ei2δy+ei3δz，

(16)

(17)

忽略大氣傳輸延遲及多路徑因素影響，分別將 (16)式、(17)式代入(14)式、(15)式中，可得復制碼相位偏差及多普勒頻移偏差與慣性導航位置、速度誤差之間的內在關系如下：

λcoτi=ei1δx+ei2δy+ei3δz+δtsi-δtu+vτi，

(18)

(19)

從(18)式、(19)式環路信號特征量與慣性導航狀態誤差關系看來，超緊組合系統利用各通道跟蹤環路信號相干積分結果中隱含的相位誤差及多普勒頻率誤差信息組成矢量形式，作為導航濾波器觀測量對慣導系統狀態量進行估計。

超緊組合系統的觀測方程為

(20)

式中：δtsi和δfsi作為已知量，可在觀測量中進行扣除。最后，利用校正后的慣性導航狀態XINS及速度狀態vINS及星歷參數推算出的衛星位置Xsi及速度狀態vsi完成對接收機多通道環路復制信號的生成控制，復制偽碼及載波信號生成控制量計算方法如下：

Δφcoi,k+1=Δτi,k+1+ΔDi,k+1=

(21)

(22)

(23)

式中：Δφcoi,k+1為k+1時刻第i通道復制偽碼預測相位調整控制量；Δτi,k+1為k+1時刻估計偽距量預測偽碼預測相位調整控制量；ΔDi,k+1為k+1時刻估計多普勒頻移預測的偽碼相位調整控制量；為由k+1時刻復制偽碼相位估計獲得的偽距量；i,k+1為通過校正后的慣性導航狀態估計偽距量；ΔDi,k+1為由k到k+1歷元的載波多普勒頻移變化量；為載波多普勒頻移變化率；Δt為環路本地信號控制的更新時間。(21)式包括兩種控制分量計算，第1種為接收機和第i個通道衛星之間相對位移變化產生的偽碼相位變化；第2種為接收機和衛星間的相對運動產生多普勒頻移變化導致的碼相位偏移。另外，載波環路輸入信號頻率由于受載體動態影響較大，需對其頻率及相位同步調整完成跟蹤。最后，通過(21)式和(22)式預測相位及頻率調整量為相對上一周期的控制變化量，該變化量的輸入對原有跟蹤環路的沖擊非常微弱，因此對保持環路的穩定性具有良好的控制作用。

2.3 不同SINS/GNSS超緊組合方法及特點分析

SINS與GNSS超緊組合技術利用衛星接收機內部跟蹤環路信息作為觀測量，將SINS與衛星接收機的基帶信號處理進行深層次融合，并利用SINS的輸出反饋控制接收機跟蹤環路，從而提高衛星導航接收機在信號干擾及高動態環境下的跟蹤性能和組合導航能力。

國內外目前對SINS與GNSS超緊組合方面開展的研究涉及了架構、組合機理、模型、濾波方法等多個方面[1-3，12-17]，但在超緊組合理論方法及架構特點方面頗為相近，本文研究方法與現有超緊組合方法相比，主要有以下3點異同之處：

1)架構相同。研究超緊組合系統架構與現有系統基本相同，采用將多通道環路信號跟蹤處理與慣性導航信息通過導航濾波器建立連接關系的方式，各通道觀測分量通過環路濾波器(子濾波器)提取，并以矢量形式送入導航濾波器中。

2)機理相同。超緊組合系統中各通道環路的閉合是通過SINS完成的，系統將接收機各通道信號標量跟蹤并統一替換為多通道矢量跟蹤結構，原有各通道的獨立跟蹤及控制方式被組合模式替代，從而可有效借助慣性導航信息對由載體動態變化或干擾引起的環路信號異常進行響應與抵制。

3)信號解調與控制方法不同。超緊組合系統中環路信號閉合控制是通過碼NCO及載波NCO完成的，目前已有的超緊組合方法均通過頻率調整實現偽碼及載波的解調控制[15]，本文提出基于相位控制的超緊組合信號解調方法，通過復制信號相位偏移量的控制實現環路復制信號同步解調及SINS與GNSS超緊組合功能。

總體來看，在超緊組合系統整體架構中，環路信號跟蹤解調控制是超緊組合系統信號處理的重要部分，而本文研究的相位控制方式為環路信號解調及超緊組合實現提供了一種新的思路和方法。

3 超緊組合環路信號跟蹤特性分析

衛星接收機跟蹤環路的測量誤差與跟蹤門限密切相關，當測量誤差超過一定門限時接收機便會出現失鎖情況[19-20]。而接收機跟蹤環路測量誤差由相位抖動噪聲的標準差來衡量，由于環路的跟蹤狀態鎖定主要由載波環路決定，主要針對載波環路跟蹤特性進行分析，其相位誤差來源為多源噪聲引起的相位抖動噪聲[19-20]，可由(24)式表示為

σφ=σw+σr+σd，

(24)

式中：σφ為載波環路的總相位抖動噪聲；σw為寬帶熱噪聲引起的相位抖動；σr為由衛星接收機時鐘的鐘差引起的相位抖動噪聲；σd為由于衛星與接收機之間的徑向運動而引起的動態應力抖動噪聲。其中熱噪聲和動態應力引起的抖動噪聲為主要相位誤差來源，接收機鐘差引入的有色抖動噪聲對2階載波環路的相位誤差影響主要集中在窄帶范圍內(1～5 Hz)，而在寬帶范圍內對相位抖動噪聲的計算影響可以忽略不計[19-20]。

抖動噪聲與環路的跟蹤穩定性密切相連，為了保持環路維持鎖定狀態，一般對跟蹤門限保守估計方法是，必須滿足總相位抖動噪聲σp不得超過1/3的鑒相牽入范圍，即滿足以下條件：

(25)

綜合以上多源相位抖動噪聲分量，可得載波跟蹤環路的總相位抖動誤差與噪聲帶寬之間的關系曲線如圖4所示，根據相位誤差和跟蹤門限的交點確定的帶寬為最小帶寬門限值，而相位抖動誤差最小值處確定的帶寬則為環路的最優帶寬。

圖4 環路總相位誤差與噪聲帶寬關系Fig.4 Relationship beetween the total phase error in tracking loops and the noise bandwidth

從圖4可以看出，當信號干擾較大、引起載噪比低于27 dB·Hz時，由熱噪聲引起的相位誤差較大，導致總相位抖動誤差超出環路鑒相器工作范圍。因此，利用傳統環路已無法完成正常跟蹤及鎖定功能。

而超緊組合中可利用校正后的慣性導航狀態對載波多普勒頻移進行精確估計，估計方法如下：

(26)

式中：fDi為第i通道的鎖相環載波多普勒頻移；λB1為北斗B1信號對應調制載波波長。由(26)式可以看出，慣性導航信息的引入對大部分動態應力引起的相位誤差有所補償和抵消，而估計多普勒頻移誤差主要來源于慣性導航結果的誤差。因此，根據SINS的誤差狀態方程可進一步估計出慣性導航狀態誤差，從而估計出多普勒頻移誤差。多普勒頻移估計誤差的譜密度模型可以表示[19]為

(27)

式中：SδfD(ω)為多普勒頻移估計誤差的譜密度函數，ω為頻率變量；ka表示增益值，取0

(28)

(29)

4 試驗與分析

為了驗證基于相位控制的環路信號跟蹤性能、不同超緊組合方法的抗干擾性能及動態適應能力，利用搭建的超緊組合試驗平臺分別進行測試，慣性器件及組合導航系統試驗參數如表1所示。

表1 慣性器件及組合系統試驗參數Tab.1 Test parameters of inertial device and integrated system

4.1 基于相位控制的環路信號跟蹤及解調性能驗證

以通道1跟蹤的12號衛星為例，環路信號跟蹤結果如圖5所示。從I、Q支路散點圖(見圖5(a))中可以看出，當跟蹤環路進入鎖定狀態后，跟蹤環路通過反饋調節機制使I支路輸出信號的功率保持最大，同時又使Q支路輸出信號的功率保持最小；從圖5(b)接收機環路解調結果圖中可以看出，經載波解調和偽碼解擴后的接收信號只剩下導航電文數據比特，成功地從跟蹤的衛星信號中解調出導航數據。最后，從圖5(c)中可以看出，碼環相位偏差輸出在±0.2個碼片范圍內，符合偽碼信號鎖定范圍。

4.2 衛星信號受壓制干擾環境下信號載噪比衰減變化的試驗測試

為了驗證基于相位控制的超緊組合方法的抗干擾性能，設計衛星信號受壓制干擾環境下信號載噪比衰減變化的試驗測試，初始信號載噪比CN0為45 dB·Hz，190 s后引入噪聲干擾，信號載噪比逐漸降至20 dB·Hz并維持100 s，之后再撤消信號干擾并逐漸恢復導航信號強度至其載噪比達到45 dB·Hz.載噪比變化曲線及噪聲干擾下環路解調結果如圖6所示，試驗裝置及平臺如圖7所示。

圖6 干擾條件下載噪比數值及環路解調對比結果Fig.6 CN0 values and loop demodulation results under jamming condition

圖7 超緊組合試驗平臺Fig.7 Ultra-tight integration experimental platform

由圖6中估測載噪比變化曲線可以看出，隨著干擾信號的引入，載噪比逐漸開始下降至約20 dB·Hz，在這種信號干擾環境下，超緊組合相對于緊組合方法可繼續維持后續的信號解調功能。為了進一步驗證基于相位控制的超緊組合方法抗干擾性能，首先將干擾條件下的多普勒頻移及定位誤差與緊組合系統進行對比，如圖8、圖9、圖10所示。由圖8中可以看出，當信號受到干擾時，由于緊組合模式下的接收機仍處于獨立工作狀態，跟蹤環路并未融合慣性導航信息，環路偽碼及載波NCO控制量無法進行準確估計以解調輸入信號，而出現環路跟蹤失鎖問題，最終導致多普勒頻移及定位結果出現較大誤差，如圖8和圖9所示，此時緊組合導航為純慣性導航狀態。

圖8 信號干擾下多普勒頻移對比圖Fig.8 Doppler frequency shifts in jamming environment

圖9 信號干擾下緊組合定位誤差結果Fig.9 Positioning errors of tight integrated method in jamming environment

圖10 信號干擾下超緊組合定位誤差結果Fig.10 Positioning errors of ultra-tight and tight integrated methods in jamming environment

4.3 相位控制超緊組合方法與頻率控制超緊組合方法在干擾環境下的試驗對比

為了分析不同超緊組合方法的導航性能，將提出的相位控制超緊組合方法與頻率控制超緊組合方法進行干擾環境下的試驗對比，結果如圖10所示。總體來看，超緊組合方法由于利用慣性導航信息對環路復制信號控制參量進行精確估計，有效縮小了環路的等效帶寬，環路多普勒頻移維持穩定估計，定位結果中僅出現較小抖動，因此整體誤差水平仍維持在一定范圍內。但由于受信號干擾后載噪比大大降低的影響，兩種超緊組合方法的定位誤差均出現了抖動情況，而相位控制方法相對于頻率控制方法受干擾影響的定位抖動略小，具體量化對比結果如表2所示，且調節時間也較短，在干擾信號撤銷后能較快恢復定位性能。

表2 干擾及動態測試下不同方法的定位誤差Tab.2 Positioning errors of different methods in jamming and dynamic tests

傳統環路在信號強度低于27 dB·Hz時，載波鎖相環達到臨近失鎖狀態，碼跟蹤環也相繼失鎖，而超緊組合系統在信號強度最大降至20 dB·Hz臨界值時，仍能輸出較為穩定導航狀態，從而反映出超緊組合系統具有約7 dB的抗干擾能力。

4.4 變加速度及高機動環境下的仿真實驗

為了進一步驗證不同動態環境下的超緊組合性能，設計變加速度及高機動環境下的仿真實驗，動態過程包括滑跑、爬升、平飛，分別持續10 s的正負加加速度5g/s，加速度變化范圍0～50g，持續10 s的50g高過載及高速狀態下的俯沖等動作，整個動態過程中的加速度變化曲線如圖11所示。

圖11 高動態試驗中的加速度變化曲線圖Fig.11 Graph of acceleration change in high dynamic test

圖12 動態條件下不同超緊組合方法定位誤差對比圖Fig.12 Comparison of positioning errors of ultra-tight and tight integrated methods in dynamic environment

分別利用頻率控制及相位控制的超緊組合方法進行高動態環境下的實驗對比，結果如圖12所示。由圖12可以看出，兩種超緊組合方法在經歷變加速度、高過載及高速俯沖3種高動態動作時均受到了高動態應力作用的影響，從而出現較大的定位擾動，隨著加速度的增大，5g/s加加速度對超緊組合定位誤差的影響不斷增大，相對于50g高過載及高速俯沖對超緊組合定位誤差影響更大。

進一步對兩種方法的定位誤差進行量化統計，如表3所示。由于相位控制方法利用相位偏移量進行復制信號相位調整，調整最小單元更為精細，整體定位誤差抖動相對于頻率控制方法略低一些，同時增強了對外部高動態應力擾動的適應性能和穩定性。

表3 頻率控制及相位控制方法計算效率對比Tab.3 Comparison of computation efficiencies of frequency control and phase control methods s

對頻率控制及相位控制的計算效率進行對比分析，如表3所示。由表3可見，由于兩種方法的運算效率主要在多跟蹤通道復制信號參量計算及生成方面，以8個跟蹤通道為例，取10 s長度的輸入信號分別進行兩種方法復制信號運算的耗時統計，對其四部分總體耗時進行計算后，可得相位控制方法相較于頻率控制方法約節省17%的處理時間。

上述實驗結果表明，基于相位控制的超緊組合方法可完成對環路信號的跟蹤與解調任務，且相對于傳統超緊組合方法，在信號干擾及高動態情況下具有更好的導航定位性能及高動態適應能力。

5 結論

本文在分析超緊組合架構特點及環路信號解調方法的基礎上，提出基于相位控制的超緊組合環路信號解調方法。通過超緊組合環路信號控制及跟蹤特性分析，得出以下主要結論：

1)對環路偽碼信號的跟蹤可通過控制復制信號相位偏移量的方式來實現；利用基于相位控制的超緊組合方法可將多通道信號的跟蹤與導航解算結合在一起，通過控制復制信號的相位偏移完成對偽碼環路的跟蹤解擴功能。

2)超緊組合利用慣性導航狀態對環路復制信號控制參量進行估計，可穩定估計高動態環境下的載波多普勒頻移，同時有效縮小干擾環境下環路的等效帶寬，從而提高系統抗擾動及高動態適應性能。

在本文研究工作基礎上，關于慣性導航信息品質及環路相位誤差對超緊組合環路解調信號控制及環路跟蹤性能影響分析，將做進一步深入研究。