77 GHz FMCW車載雷達系統(tǒng)設(shè)計

張科遙，林福江，白雪飛

(中國科學(xué)技術(shù)大學(xué) 微電子學(xué)院，安徽 合肥 230026)

0 引言

隨著社會科技的發(fā)展，智能汽車和無人駕駛會成為未來汽車發(fā)展的必然趨勢[1]。智能汽車主要關(guān)注的就是快速獲取車身發(fā)動、行駛和制動等過程中的關(guān)鍵性能參數(shù)，而這些參數(shù)依賴于高靈敏度的車載傳感器的應(yīng)用[2]。其中，毫米波雷達作為車載傳感器的主力一直以來都是研究重點。

目前車載雷達研究的主要波段為24 GHz和77 GHz， 其主要原因是因為電磁波在空氣中傳播存在衰減，而在24 GHz和77 GHz有極小值，即存在“大氣窗”[3]。與已經(jīng)相當(dāng)成熟的24 GHz相比，77 GHz雷達具有更加優(yōu)越的性能和發(fā)展空間，主要包括：更小的天線尺寸便于更好地集成；速度靈敏度可以做到更高；目標(biāo)的雷達截面積更大，發(fā)現(xiàn)相同大小的目標(biāo)所需的發(fā)射功率更小等[4]。但是，由于實際環(huán)境的多樣性和復(fù)雜性，實際應(yīng)用過程中環(huán)境噪聲對于雷達監(jiān)測有著很大的影響，除此之外，如何準(zhǔn)確測量目標(biāo)以及監(jiān)測實時性都是車載雷達需要關(guān)注的重要指標(biāo)。本文研究內(nèi)容涉及雷達信號處理系統(tǒng)的設(shè)計，以及如何實現(xiàn)快速的精確測量。

1 信號分析

1.1 測距測速原理

FMCW雷達發(fā)射一個連續(xù)波信號，高頻的載頻信號經(jīng)過低頻調(diào)制信號調(diào)制產(chǎn)生一串頻率隨時間線性變化的鋸齒波形，如圖1所示單個鋸齒波的掃頻周期為Tc，起始頻率為f0，掃頻帶寬為B。通常對于靜態(tài)目標(biāo)，假設(shè)目標(biāo)回波是發(fā)射信號的復(fù)制波，產(chǎn)生回波延遲τ=2R/c，R為目標(biāo)距離，c為電磁波傳播速度。

圖1 收發(fā)信號時頻圖

當(dāng)目標(biāo)為靜態(tài)，接收信號和發(fā)射信號經(jīng)過混頻生成一個頻率固定的頻差信號Δf，公式如下：

(1)

根據(jù)式(1)可以看出頻差信號Δf是一個與目標(biāo)有關(guān)的隨機變量信號，通過測量Δf可以計算出目標(biāo)距離。利用距離-多普勒處理原理，進一步對收發(fā)信號進行分析，其中一個調(diào)頻周期的發(fā)射信號可表示為[5]：

(2)

其中，A為信號幅度，f0為信號載頻，B為調(diào)制帶寬，T為調(diào)制周期，φ0為初始相位。對應(yīng)的瞬時相位可表示為：

(3)

接收信號可表示為：

(4)

由于接收信號相對于發(fā)射信號有一個時延τ，因此對應(yīng)瞬時相位可以表示為：

(5)

收發(fā)機前端對收發(fā)信號進行混頻，經(jīng)過低通濾波得出的信號相位差表示為：

(6)

通過相位差對時間求導(dǎo)可以得到收發(fā)信號頻差，然后通過式(1)可以求出距離。考慮到實際場景中目標(biāo)會有位移，所以接收信號會有偏移頻率，這個頻率稱為多普勒頻率fd，那么收發(fā)信號的相位差根據(jù)式(6)可表示為：

pm(t)=pt(t)-pr(t)

(7)

由于v?c，可對上式進行必要簡化，得到：

(8)

由以上分析可知，運動目標(biāo)回波得到的差拍信號仍可以看作是一個線性調(diào)頻信號，該信號參數(shù)如下：式子中等效調(diào)頻帶寬Bm=4Bv/c，等效的載頻fm=fd+Δf=f02v/c+2R0B/cT，多普勒頻率fd=f02v/c，初始相位φm=f02R0/c-2BR0/Tc2。所以根據(jù)差拍信號對應(yīng)的相位差得到多普勒頻率，進而可以計算出目標(biāo)速度。

1.2 波達方向估計原理

對于陣列天線，考慮遠(yuǎn)處存在一個目標(biāo)，其回波信號到達各個相鄰陣元會有一個固定的波程差，由發(fā)射電磁波波長、陣元間距以及入射角共同決定相位，該相位差包含了波達方向(Direction of Arrival,DOA)信息，通過估計相位差可以得到對DOA的估計，即目標(biāo)的方向信息。

圖2簡單說明了DOA估計原理。假設(shè)陣元間距為d，目標(biāo)回波方向和天線法向夾角為θ，則相鄰陣元波程差為dsinθ，對應(yīng)相位差可表示為：

(9)

圖2 DOA估計原理

根據(jù)相位差信息就可以反算出DOA對應(yīng)的方向角θ。采用數(shù)字波束合成完成DOA估計的相關(guān)計算。

1.3 數(shù)字波束合成

針對陣列天線，利用陣列天線孔徑，通過對數(shù)字信號進行處理，從而在期望方向形成有向性接收波束。通過數(shù)字相位補償器對某一方向入射信號進行相位補償，實現(xiàn)波束指向目標(biāo)，陣列天線能量接收最大。這種在某個方向上形成波束指向接收并回波，稱為數(shù)字波束合成(Digital Beam Forming，DBF)[6]。

如圖3所示，回波信號經(jīng)過數(shù)字相位補償器再通過累加器得到輸出信號，歸一化方向性函數(shù)可表示為：

(10)

式中N為陣元個數(shù)，λ為雷達工作波長，d為陣元間距，θ為波束指向角。

圖3 DBF框圖

假設(shè)目標(biāo)位于遠(yuǎn)處，方位與天線法線夾角為θ0，當(dāng)方向性函數(shù)滿足波束指向角θ=θ0時，方向圖函數(shù)F(θ)=1，即方向圖指向在角θ0方向。

應(yīng)注意的是，相控陣?yán)走_天線在工作時應(yīng)保證不出柵瓣，應(yīng)注意波束指向角的范圍。為了避免出現(xiàn)柵瓣，要求滿足[7]：

(11)

可以得到不出現(xiàn)柵瓣的條件為：

(12)

當(dāng)雷達的工作波長λ確定后，只要調(diào)整陣元間距d就可以滿足上式，從而不出現(xiàn)柵瓣。一般掃描角度都不會超過60°，所以為了避免出現(xiàn)柵瓣，通常取d/λ≤0.5。

2 車載雷達系統(tǒng)設(shè)計

2.1 系統(tǒng)總體設(shè)計

雷達系統(tǒng)總體設(shè)計框圖如圖4所示，系統(tǒng)主要包括兩個部分：射頻前端模塊和數(shù)字基帶處理模塊。

圖4 雷達系統(tǒng)框架

射頻前端模塊采用了一個高度集成的77 GHz雷達收發(fā)芯片，由兩個發(fā)射通道、四個接收通道、頻率合成器和調(diào)頻連續(xù)波(FMCW)雷達信號發(fā)生器組成，因此可以采用多發(fā)多收(Multiple Input Multiple Output,MIMO)技術(shù)實現(xiàn)2×4個接收通道，理論上可使角度分辨率增加一倍。收發(fā)芯片集成了雷達前端所需的所有射頻、模擬和混合信號塊，無需外部輔助模擬/射頻芯片或無源器件。微處理器包含了高速高精度的4路16 bit數(shù)模轉(zhuǎn)換器(Analog-to-Digital Coverter,ADC)，ADC采樣率最高可達10 MHz， 滿足所需的采樣要求。此外該芯片包含了多個高速信號運算單元(Signal Processing Toolbox,SPT)，能夠?qū)崿F(xiàn)對數(shù)據(jù)的并行處理，非常適合雷達信號處理中大量涉及的快速傅里葉變換(Fast Fourier Transform,FFT)，大大縮短了整個系統(tǒng)的運算處理時間，提升了雷達實時測量的能力。

2.2 射頻前端模塊

如圖5所示，外部晶振產(chǎn)生一個穩(wěn)定的頻率信號，倍頻到鎖相環(huán)(Phase-Locked Loop,PLL)控制壓控振蕩器(Voltage Controlled Oscillator,VCO)產(chǎn)生線性調(diào)頻連續(xù)波，然后倍頻經(jīng)過放大作為發(fā)射信號；目標(biāo)的回波信號被接收天線接收，經(jīng)過一級低噪聲放大器(Low Noise Amplifier，LNA)與發(fā)射信號進行混頻，產(chǎn)生的差拍信號經(jīng)過低通濾波器(Low Pass Filter，LPF)濾掉高頻差頻干擾，再經(jīng)過功率放大器(Power Amplifier，PA)對信號進行放大，得到的中頻信號由ADC采集到主控芯片內(nèi)進行數(shù)字信號的相關(guān)處理。

圖5 射頻處理模塊結(jié)構(gòu)圖

2.3 數(shù)字基帶處理模塊

相對于比較固定的射頻前端設(shè)計，雷達信號的處理主要是多步驟的FFT運算，需要依賴數(shù)字基帶部分完成。信號處理過程涉及的計算復(fù)雜度，很大程度上決定了雷達系統(tǒng)處理的快慢程度。該部分的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖6所示。

圖6 數(shù)字基帶信號處理流程

交叉觸發(fā)引擎(Cross Triggering Engine,CTE)模塊負(fù)責(zé)雷達系統(tǒng)信號的單獨時序和雷達處理流程控制，主要是CTE觸發(fā)ADC采樣捕獲以及數(shù)字信號處理單元(Signal Processing Toolbox,SPT)程序執(zhí)行。時鐘控制模塊負(fù)責(zé)給芯片啟動提供16 MHz的內(nèi)部時鐘，并給ADC提供40 MHz的外部時鐘。模式輸入模塊(Mode Entry Module,MC_ME)控制所有功能狀態(tài)下的芯片模式及模式轉(zhuǎn)換序列，可以根據(jù)需求從一種工作模式切換到另一種工作模式，例如：RESET、DRUN、SAFE、TEST等系統(tǒng)模式，配置這些模式可以滿足功耗管理和處理時速的需求。

2.4 信號處理流程

信息處理流程如圖7所示。SPT作為數(shù)據(jù)并行處理模塊，一次最多只能實現(xiàn)8點數(shù)據(jù)同時處理，雷達系統(tǒng)相干累計周期和每個周期采樣點數(shù)增加一倍，會使SPT計算時長增加一倍。因此，需要合理選擇相干累計周期和單周期采樣點數(shù)，以滿足雷達50 ms數(shù)據(jù)更新時間的要求。

圖7 信號處理流程

3 雷達信號處理仿真與實測

3.1 仿真結(jié)果

在信號分析原理基礎(chǔ)上，本文進行了理論仿真，假設(shè)目標(biāo)距離雷達100 m，相對速度90 km/h。預(yù)設(shè)參數(shù)掃頻帶寬B= 250 MHz，采樣率fs= 10 MHz，單發(fā)射周期Tc= 60 μs，256點采樣，相干累計周期數(shù)512[8]。圖8所示是信號幅度經(jīng)過歸一化的仿真結(jié)果。

圖8 距離/速度測量仿真結(jié)果

雷達設(shè)計可測角范圍為±60°，分別假設(shè)目標(biāo)方向角θ=0°和θ=10°，圖9所示為幅度歸一化仿真結(jié)果。

圖9 目標(biāo)方位仿真

3.2 測試結(jié)果

考慮實際測試條件限制，無法展示移動目標(biāo)測速結(jié)果。為了驗證本文設(shè)計的雷達系統(tǒng)，對多個距離下的目標(biāo)進行了距離測量。目標(biāo)位于雷達正前方，具體測試結(jié)果如表1所示，測量誤差在2%以內(nèi)，屬于可接受范圍內(nèi)。

表1 實際測量距離誤差

其中，目標(biāo)位于100 m處時的測量結(jié)果如圖10所示。

圖10 距離/速度實際測試結(jié)果

相比遠(yuǎn)距離放置目標(biāo)，近距離放置目標(biāo)可保證較高的測量精度與較小的測角誤差。實際測試過程中，對一定范圍內(nèi)的多個角度進行了測量，角度測量誤差在±1°。為了方便與仿真結(jié)果對比，取位于0°和10°方位上的測量結(jié)果，具體如圖11所示。

圖11 目標(biāo)方位實測

4 結(jié)論

本文首先確定了線性調(diào)頻與快速啁啾序列(Fast Chirp)相結(jié)合的發(fā)射波形來實現(xiàn)2D-FFT，它允許在距離和多普勒范圍內(nèi)對目標(biāo)進行獨立識別；然后利用CFAR算法來提升雷達在復(fù)雜環(huán)境中的信噪比；最后采用DBF技術(shù)完成DOA估計從而得到環(huán)境中被測目標(biāo)的距離、速度和角度信息，完成了從仿真到實際場景的相關(guān)測試。根據(jù)這個設(shè)計思路，基本實現(xiàn)了初始理論計算的設(shè)計要求，雷達數(shù)據(jù)更新時間控制在了50 ms以內(nèi)，能夠?qū)崿F(xiàn)車載雷達對目標(biāo)的實時監(jiān)測。但是在設(shè)計過程中也發(fā)現(xiàn)了一些問題，例如：芯片最大采樣率有限；FFT點數(shù)增加會提高分辨率，但是也會增加數(shù)據(jù)更新時間，對實時監(jiān)測有影響。

而在測試過程中，也發(fā)現(xiàn)了一些內(nèi)容可以進一步研究和深入，例如在更加復(fù)雜的環(huán)境中，最直接的影響就是目標(biāo)數(shù)量的增加，需要提高雷達檢測精度。這對CFAR和DBF處理算法在不明顯提高計算復(fù)雜度的基礎(chǔ)上，對數(shù)據(jù)快速準(zhǔn)確處理的要求更高。如何平衡和解決這些問題，在實際應(yīng)用中具有重要的意義，也是作者研究課題下一步需要調(diào)研的地方。