一種基于間歇采樣的脈間點積干擾方法

黃金剛，甄曉鵬，劉 俊

（中國航天科工集團8511研究所，江蘇南京210007）

0 引言

目前，LFM雷達以其優異的距離分辨力、良好的抗噪聲干擾和欺騙干擾性能[1]，被世界AN/APY-1、AN/SPQ-9等多種雷達采用。對采用LFM信號雷達的干擾方法研究成為電子對抗領域的研究熱點，其中被廣泛研究及采用的基于收發分時體制的間歇采樣轉發干擾，因巧妙利用了LFM信號的距離-多普勒耦合特性，具有實時性高、假目標逼真、易于工程實現等諸多優點[2-3]；而對于調頻斜率較大的帶寬雷達，由于技術條件的限制，間歇采樣周期不可能無窮大，此時該方法也存在著無法形成導前假目標等不足。對于自衛式壓制干擾而言，該方法也無法將能量有效地分散在目標附近以抬高雷達CFAR門限。大調頻斜率LFM雷達實現自衛式壓制干擾，成為亟待解決的問題。

本文基于上述情況，分析了間歇采樣轉發干擾原理，提出了一種基于間歇采樣轉發的脈間點積干擾方法，仿真分析表明該方法無需重頻預測、計算量小，相比于直接間歇采樣轉發及增加了多普勒噪聲調制的間歇采樣轉發干擾，其干擾效果明顯，是一種頗具潛力的新型干擾方法。

1 間歇采樣轉發干擾

1.1 間歇采樣轉發干擾原理

間歇采樣轉發干擾應用收發分時體制天線，采用DRFM技術對捕獲的雷達探測信號高保真地采樣（滿足奈奎斯特速率）其中一小段后隨即進行轉發處理，以達到對雷達相干干擾的目的[4]。間歇采樣轉發干擾對雷達信號的分時處理過程如圖1所示。

1.2 針對LFM信號的間歇采樣轉發處理分析

假設LFM信號x(t)的頻譜為：

圖1 間歇采樣轉發干擾對雷達信號的分時處理過程

式中，T為脈沖寬度，K為信號調頻斜率K=B/T，B為信號帶寬。

對x(t)進行間歇采樣（間歇采樣周期為T s，間歇采樣頻率為fs），得到信號x s(t)，其頻譜為葉級數系數，分量信號x sn(t)通過匹配濾波器后的輸出為：

式中，τ為間歇采樣周期內接收時的采樣時間，對于占空比為1/2時，其等于間歇周期內的干擾發射時間，τd為雷達回波固定路徑延時，在不影響結果的情況下，可令τd=0。

x s(t)經過匹配濾波器后的輸出為：

n的取值范圍為 -N p＜n＜N p，其中N p=B/fs。ysn(t)在t=τ+τd-nfs/K時刻達到峰值點，峰值為K(BT)1/2

(1-|n|fs/B)。其中0階信號始終滯后于目標回波信號時間τ，高階假目標（主要考慮±1階假目標）位置主要由間歇采樣頻率fs及調頻斜率K決定。

可見，由于技術條件的限制，在一定的間歇采樣頻率fs下，LFM信號調頻斜率K越大，±1階假目標相對主假目標距離越小，在一定條件將無法將干擾能量置于目標回波附近的雷達CFAR檢測單元內，即無法形成自衛式壓制干擾。

2 基于間歇采樣的脈間點積干擾

2.1 干擾原理

基于間歇采樣的脈間點積干擾以間歇采樣轉發干擾為基礎，將前一脈沖間歇采樣結果進行無失真保存，在下一脈沖到來時將第一個間歇采樣周期內的采樣樣本與前一脈沖對應第二間歇采樣周期內采樣樣本進行乘積、擬合插值（2分頻）運算，取運算結果的前一半數據作為干擾數據，干擾數據長度與對應間歇周期內的干擾發射時間相等，并于本間歇采樣周期的發射時間內將干擾放大、轉發，依次類推直至本脈沖結束，在后續脈沖到來時重復上述過程，其分時處理過程如圖2所示。

圖2 基于間歇采樣轉發的脈間點積干擾分時處理過程

2.2 干擾數學建模

對應于式(1)的線性調頻信號，設干擾機間歇采樣周期內對雷達信號的無失真采樣頻率為f0，無失真采樣間隔為T0，對該雷達脈沖的第n個干擾子脈沖采樣結果可以表示為：

假設雷達各脈沖調制方式及調頻斜率相同，由于要將第n個干擾子脈沖與前一相鄰重周采樣存儲的對應第n+1個干擾子脈沖進行前沿對齊相乘，故此處可將該前一相鄰重周第n+1個干擾子脈沖表示為：

式中，ψ為雷達信號相鄰脈沖間初始相位差值。

式中，1≤n≤N-1且nT s≤mT0≤nT s+τ。

在當前脈沖本（第n個）間歇周期內干擾時間段內原雷達信號調頻斜率為K，信號可表示為：

對比以上式(6)～(7)，可見相乘處理后的信號與真實雷達信號相差兩倍頻率、一個固定相位差3/4T2s及一個幅度系數τ-1/2。運用擬合插值技術，對x j(mT0)序列進行兩倍插值擬合，取前半段數據（保證數據長度擬合前后一致），經低通濾波后可得：

式中，1≤n≤N且nT s≤t≤nT s+τ，φ為非理想濾波帶來的相位誤差。

可見，干擾信號x j2(t)調頻斜率由K變為K/2，幅值由τ-1/2變為τ-1，由于調頻斜率的改變，在τ時間內干擾信號帶寬變為原信號一半。

3 仿真實驗與結果分析

設定仿真參數：設LFM雷達信號載頻1000 MHz，干擾機中頻頻率100 MHz，干擾機無失真間歇采樣頻率為500 MHz，間歇采樣周期為6μs，占空比為1/2，脈寬為50μs，帶寬為1 MHz、10 MHz時，仿真結果如下。

1）間歇采樣干擾效果仿真

由圖3可見，直接間歇采樣在給定條件下對帶寬為 1 MHz（調頻斜率為 0.02 MHz/μs）的信號，如圖 3(a)所示，可以對真實目標形成有效壓制；而對帶寬為10 MHz（調頻斜率為 0.2 MHz/μs）的 LFM 信號，如圖 3(b)所示，則未形成壓制效果，且主假目標（450 m處）與±1階的高階假目標均位于真實目標之后，驗證了本文第一節的結論，即在一定的間歇采樣頻率f s下，對于調頻斜率K較大LFM信號，間歇采樣轉發干擾將無法形成自衛式壓制干擾。

2）附加多普勒噪聲調制的間歇采樣干擾效果仿真

本仿真中梳狀譜調制的梳狀間隔200 kHz，梳妝個數8，駐留時間1μs。由圖4（a）可以看出，對調頻斜率為0.02 MHz/μs的LFM信號，在附加多普勒噪聲調頻的間歇采樣干擾情況下，CFAR檢測門限僅高于目標約0.7 dB；而在圖4（b）中，對調頻斜率為0.2 MHz/μs的LFM信號，在目標附近CFAR門限低于目標幅值約2.4 d B，未能實現目標對雷達的自衛式壓制干擾。

圖3 間歇采樣干擾效果仿真

圖4 附加多普勒噪聲調制的間歇采樣干擾效果仿真

3）基于間歇采樣脈間點積干擾效果仿真

由圖5可以看出，基于間歇采樣轉發的脈間點積干擾在相同干信比等條件下，對調頻斜率為0.02 MHz/μs（帶寬 1 MHz）及 0.2 MHz/μs（帶寬 10 MHz）的LFM信號，CFAR門限分別高于目標5.3 dB、6.0 dB，均形成了較好的壓制效果。相比于間歇采樣直接轉發，本干擾樣式干擾信號脈壓結果更集中在目標附近（主峰值位于97.8 m處）；相比于普遍采用的增加了梳狀譜調制的間歇采樣轉發干擾，本干擾樣式干擾信號脈壓之后能量更集中（300 m范圍內），所獲得的干擾得益更大。

圖5 基于間歇采樣脈間點積干擾仿真

4 結束語

本文以間歇采樣轉發干擾為基礎，提出了基于間歇采樣轉發的脈間點積干擾方法，推導并分析了其干擾的時頻特性。仿真結果對比表明，該方法可以實現目標對雷達的自衛式壓制干擾，相比于間歇采樣直接轉發，該干擾樣式對大調頻斜率信號更具適應性；相比于附加多普勒噪聲調頻的間歇采樣轉發干擾，該干擾樣式所需的干信比更小；且該干擾樣式具有無需測量調頻斜率K及重頻預測等優點，是一種頗具潛力的新型干擾方法。