靜止軌道衛星通信鏈路的預算與分析

徐挺，蘭海，張宏江

1. 老撾亞太衛星有限公司，萬象 999012 2. 重慶兩江衛星移動通信有限公司，重慶 401135 3. 中國運載火箭技術研究院，北京 100076

衛星通信作為無線通信的一種，廣泛應用于廣電、電信等領域，鏈路計算作為衛星通信的基礎，保證了鏈路的可靠性和通信質量的穩定性。當前對于衛星通信鏈路的計算分析已有較多的研究，但大多都局限于理論，無法合理有效地應用于工程。在實際項目中，往往存在衛星公司和地面系統設計單位對衛星和地面設備的性能參數理解不到位的問題，產生較大誤差的鏈路計算結果，造成巨大的地面設備投入成本，卻無法保證可靠的鏈路質量。

因此，為了避免這種不必要的損失，需要使用一種合理有效并能結合實際的鏈路計算方法。本文對整條星地鏈路中存在的因素進行詳細分析，根據不同的項目場景，對各類參數做出相應的配置，給出最合理的鏈路計算結果，從而選擇最適合的設備和參數配置，降低成本投入并保證可靠的鏈路質量。

1 星地鏈路組成

1.1 鏈路組成

1條星地鏈路由3部分組成：上行發射站、通信衛星和下行接收站。上行發射站負責將信源信號以足夠大的功率發射上星，通信衛星負責接收上行信號、功率放大、變頻和下行轉發；下行接收站負責接收下行信源信號并輸出給信宿。星地通信鏈路分為2條：上行接收站與衛星間稱為上行鏈路，衛星與下行接收站間稱為下行鏈路，每條鏈路獨立計算再綜合分析，得出總的鏈路可用度[1]。星地鏈路組成如圖1所示。

圖1 星地鏈路組成Fig.1 Satellite-ground link composition

1.2 上行發射站性能參數

上行發射站由2部分組成：射頻和基帶。射頻部分包括收發天線、高功率放大器HPA、低噪聲放大器LNB。基帶部分包括衛星調制器或Modem[2]。上行發射站設備組成如圖2所示。

圖2 上行發射站設備組成Fig.2 Uplink transmitting station composition

上行發射站發射能力用等效全向輻射功率EIRPes表示：

EIRPes=Gt+Pt-Lwg

式中：Gt為收發天線的發射增益值。Pt為功率放大器HPA的法蘭口輸出功率值，單載波時為避免HPA飽和工作，通?？紤]0.5～1 dB功率回退，多載波時為避免載波間交調干擾和非線性失真，通?？紤]3～6 dB功率回退。Lwg為HPA與天線饋源連接波導的損耗，包括插入損耗和傳播損耗，通常插入損耗為0.1～0.2 dB，傳播損耗為直波導0.05～0.15 dB/m，軟波導C頻段為0.2～0.3 dB/m，Ku頻段為0.65～0.75 dB/m。

通常拋物面天線的增益值計算公式為：

式中：A為天線口徑面積；D為天線主面直徑；λ為信號波長，λ=c/f=(3×108)/f，c為電磁波空間傳播速度，f為信號頻率；η為天線效率，通常按C頻段發射為65%，接收為70%，Ku頻段發射為60%，接收為65%估算。

1.3 下行接收站性能參數

下行接收站由2部分組成：射頻和基帶。射頻部分包括接收天線和低噪聲放大器LNB。基帶部分通常為衛星接收機或Modem[3]。下行接收站設備組成如圖3所示。

圖3 下行接收站設備組成Fig.3 Downlink receiving station composition

下行接收站接收能力用接收質量因數(G/Tes)表示：

(G/Tes)=Gr-[Ts]

式中：Gr為接收天線的接收增益，增益值計算公式同發射增益Gt。Ts為接收機輸入口的系統等效噪聲溫度：

Ts=Tin+Tlnb+Tline/Glnb

式中：Tin為LNB輸入端等效噪聲溫度。Tlnb為LNB自身噪聲溫度。Tline/Glnb為LNB與接收機間線路等效噪聲溫度，其中Tline為線路各級噪聲之和，Glnb為LNB增益。由于LNB增益可達60 dB，因此后端各級噪聲對整個系統的噪聲溫度影響很小，可忽略不計。

式中：Ta為天線噪聲溫度，包括空間和地面的熱噪聲，通常在俯仰角不低于15°的情況下，晴空天線噪聲溫度Ta<50 K。La為天線饋源與LNB連接損耗，Te為環境溫度，通常取值290 K。連接損耗每增加0.1 dB，LNB等效噪聲溫度約提高7 K，通常將LNB與饋源口直接相連以減少損耗。

1.4 通信衛星性能參數

通信衛星通常由2部分組成：衛星平臺和有效載荷。其中后者決定星地鏈路質量，其由通信天線和轉發器組成。通信天線負責收發信號，轉發器負責功率放大、變頻和透明轉發，轉發器的數量直接決定了該衛星的最大通信容量。以目前主流的C頻段和Ku頻段轉發器為例，其帶寬通常為36 MHz或54 MHz，轉發器間存在4 MHz或6 MHz的保護帶寬以防止相鄰信道干擾[4]。

通信衛星最重要的參數有3個：等效全向輻射功率EIRPsat、接收質量因數(G/T)sat以及飽和通量密度SFD，3個參數在衛星設計階段就已確定[5]。

1.4.1 等效全向輻射功率EIRPsat

EIRPsat代表衛星的下行發射能力，其值越大越有利于地球站下行接收，但隨覆蓋區域往外而遞減。通常頻段越高，信號場強越大，但覆蓋越小。圖4為老撾一號衛星C頻段EIRPsat覆蓋圖。

圖4 老撾一號衛星C頻段EIRPsat覆蓋圖Fig.4 LAOSAT-1 C band EIRPsat coverage

1.4.2 接收質量因數(G/T)sat

(G/T)sat代表衛星的上行接收能力，其值越大越有利于地球站上行發射，但隨覆蓋區域往外等高遞減。通常頻段越高，信號場強越大，但覆蓋越小。圖5為老撾一號衛星C頻段(G/T)sat覆蓋圖。

圖5 老撾一號衛星C頻段(G/T)sat覆蓋圖Fig.5 LAOSAT-1 C band (G/T)sat coverage

1.4.3 飽和通量密度SFD

SFD表示上行信號將轉發器輸出功率推至飽和時，衛星天線口面所達到的通量密度。不同于EIRPsat和(G/T)sat，SFD值可通過調節轉發器內部的可調衰減器的衰減檔而改變。

SFD=-(C+Gtpe+(G/T)sat)

式中：C為計算常數，與(G/T)sat值在衛星設計階段確定；Gtpe為轉發器增益檔，由衰減器決定[6]。

這里以老撾一號衛星為例，計算常數設計為70 dB，每個轉發器的衰減檔設計為0～31檔，其中有效可調檔位為0～23檔，每檔對應1 dB。因此，其SFD值的范圍是-(70+(G/T)sat) ～-(93+(G/T)sat)。

以老撾首都萬象為例，根據C頻段(G/T)sat場強圖可得其(G/T)sat值為1.5 dB/K，假設某轉發器當前增益檔為19 dB，此時該轉發器的SFD值為：

SFD=-(70+19+1.5)dBW/m2=

-90.5 dBW/m2

增益檔越高，SFD值越小，天線口面接收靈敏度越高，地球站所需上行功率越低，但上行鏈路質量也隨之惡化，因此需要綜合考慮選擇合適檔位。

2 信號處理過程

基帶數字信號轉換成射頻載波信號需經過格式封裝、信道編碼、射頻調制、載波成型4個步驟[7]。

2.1 格式封裝

IP包封裝成幀需要一部分封裝開銷，通常占比為2%～5% 。此外，不同廠家設備型號、不同通信體制，所需要的信令額外開銷也不同，通常其占比為：單向廣播<頻分通信<時分通信。

2.2 信道編碼

衛星通信通常采用前向糾錯編碼，其在數據包中附加糾錯碼，收端檢測到誤碼會根據能力自動糾錯，其占比越高則糾錯能力越強，但頻譜利用率越低。通常DVB-S體制采用RS碼+卷積碼，DVB-S2體制采用LDPC碼+BCH碼或Turbo碼[8]。數據包的比特信息速率經信道編碼成傳輸速率，即：

Rt=Rb×(1+OH)/FEC

式中：Rt為數據傳輸速率；Rb為數據信息速率；OH為封裝開銷；FEC為前向糾錯編碼率。

2.3 射頻調制

為保證遠距離穩定傳輸，基帶信號需要通過載波調制將頻譜遷移至高頻段，同時將多個比特碼映射到一個符號碼中以提高頻譜利用率。衛星通信通常采用相移鍵控調制PSK，通過相位改變來區分不同碼元。不同調制方式和對應調制因子MI如下：BPSK為1，QPSK為2，8PSK為3，16APSK為4，32APSK為5。傳輸速率調制后求得符號碼速率Rs：

Rs=Rt/MI

2.4 載波成型

符號碼經過低通濾波器載波成型，由于實際不存在理想基帶傳輸系統，為保證無碼間串擾，對濾波器邊沿緩慢下降為滾降。不同通信體制對應滾降系數α分別為：DVB-S對應0.35，DVB-S2可選0.2, 0.25或0.35。經低通濾波后，其載波占用帶寬BWocp為：

BWocp=Rs×(1+α)

通常衛星公司會要求加一部分保護帶寬，因此其分配帶寬BWal為：

BWal=Rs×(1+α+0.05)

通常國際規定以誤碼率作為傳輸質量可靠性的鏈路標準。誤碼率達10-5以上可滿足系統正常通信，達10-7以上可保證系統高質量通信，而影響誤碼率最重要的因素是載噪比。對于不同的通信體制，為保證誤碼率指標，載波解調所需載噪比門限值也不同。因此，星地鏈路計算的實質就是鏈路總載噪比[C/(N+I)]s與載波解調門限值Es/N0的比較，兩者之差即為系統的門限余量，余量越高系統可用度越大，通信鏈路越穩定[9]。

目前主流DVB-S2通信體制下常用的編碼調制方式所需解調門限值如表1所示。

表1 DVB-S2體制

此外，對于VSAT通信，不同廠家有各自的技術體制，尚無國際統一的標準，其編碼調制所對應的Es/N0門限值和頻譜效率也不同，需要根據具體產品確定。

3 鏈路計算過程

3.1 載波功率與回退

常規彎管式透明轉發器通常采用行波管放大器TWTA作為功率放大模塊，它是非線性器件，存在功率轉移特性。當TWTA在線性區工作時，其輸出功率隨輸入功率增大而線性增大；當功率上升至一定值后，進入非線性區，此時輸出功率不再隨輸入功率增大而線性增大；當達到過飽和狀態，輸出功率隨輸入功率增大反而減少。

當一個轉發器存在多個載波，若在非線性區工作，會導致載波間交調干擾，因此需將TWTA回退至線性區。傳統TWTA從飽和點回退至線性區，通常需要輸入功率回退IBO=8～10 dB，輸出功率回退OBO=4～6 dB。目前主流轉發器都裝有線性化器，僅需輸入功率回退5～6 dB，輸出功率回退2～3 dB即進入線性區[10]。圖6為功率轉移特性曲線。

圖6 功率轉移特性曲線圖Fig.6 Power transfer characteristic curves

以老撾一號衛星為例，一個C頻段轉發器總帶寬36 MHz，總輸出功率75 W。當一個36 MHz載波占滿整轉發器時，理論可占用其全部功率。通常會考慮輸入功率回退1 dB，輸出功率回退0.5 dB以避免長期飽和工作。而當存在多載波時，通常會考慮將輸入功率回退5 dB，輸出功率回退3dB以使在線性區工作，即相當于總有效輸出功率為37.5 W。

3.2 上行鏈路計算

在多載波存在的情況下，根據功帶平衡要求，上行一個帶寬為BWc的載波至總帶寬為BWtpe、總功率為Ptpe的轉發器，載波輸入功率回退IBOc為：

IBOc=IBOtpe+[BWtpe/BWc]

載波輸出功率回退OBOc為：

OBOc=OBOtpe+[BWtpe/BWc]

該載波占用的轉發器輸出功率Pc為：

Pc=Ptpe- OBOc

該載波所需功率通量密度PFD為：

PFD=SFD-IBOc

PFD決定了發射站上行所需EIRPes，即：

EIRPes=PFD+[4πd2]

式中：d為空間傳播距離。

確定EIRPes后，根據EIRPes=Gt+Pt-Lwg，就可以選擇合適的天線尺寸和功放規格。

此時，衛星天線口面接收的上行功率Cu為：

Cu=EIRPes+Gsat-Lul-Lua-Lup-Lus

式中：Gsat為衛星通信天線增益；Lul為電磁波上行空間傳播損耗，Lul=[(4πd/λ)2]，通常C頻段約200 dB,Ku頻段約207 dB；Lua為空間傳播大氣損耗，包括大氣吸收、對流層閃爍、云雨霧損耗等，晴天時通常不超過0.2 dB[11]；Lup為發射天線對星指向誤差，頻率越高天線口徑越大，Lup就越大，通常為0.3～1 dB；Lus為其他不確定因素損耗，通常為0.2 dB。

同時引入的上行鏈路熱噪聲功率Nu為：

Nu=K+[Tsat]+[Bn]

式中：K為玻爾茲曼常數，K≈-228.6 dBW/K；Tsat為衛星系統等效噪聲溫度；Bn為等效噪聲帶寬，對于PSK調制的載波，通常Bn=Rs。

因此，上行鏈路的載噪比[C/N]u為：

[C/N]u=Cu-Nu=EIRPes+(G/T)sat-Lul-Lua-Lup-Lus-K-[Bn]=PFD+[4πd2]+(G/T)sat-Lul-Lua-Lup-Lus-K-[Bn]=SFD-IBOc+(G/T)sat-[4π/λ2]-Lua-Lup-Lus-K-[Bn]

同時，上行鏈路還存在一些干擾[12]。通常有以下幾類：

1)相鄰信道干擾ACIu：當載波間間距足夠時，則可忽略此干擾，按[C/ACI]u>35 dB考慮；

2)鄰星干擾ASIu：若相鄰軌位存在同頻段衛星，本星可能會受到來自鄰星地面發射站的上行信號干擾。若無同頻鄰星，則可忽略此干擾，按[C/ASI]u>40 dB考慮；

3)交叉極化干擾XPIu：若上行站收發天線極化角調整到位，按[C/XPI]u>27 dB考慮；

4)交調干擾IMes：若上行站功放工作在線性區，則可忽略此干擾，按[C/IM]es>40 dB考慮。

因此，總的上行干擾載噪比[C/I]u為：

加上各類上行干擾，求得上行鏈路總載噪比[C/(N+I)]u為：

3.3 下行鏈路計算

由于轉發器飽和下行EIRPsat設計階段已確定，而且下行鏈路的計算結果受上行鏈路的影響，因此根據上行鏈路計算，載波下行EIRPc為：

EIRPc=EIRPsat-OBOc

此時，地面天線口面接收的下行功率Cd為：

Cd=EIRPc+Ges-Ldl-Lda-Ldp-Lds

式中：Ges為下行站接收天線增益；Ldl為電磁波下行空間傳播損耗，通常C頻段195 dB、Ku頻段205 dB；Lda為空間傳播大氣損耗，晴天時通常不超過0.2 dB；Ldp為考慮接收天線的對星指向誤差，頻率越高天線口徑越大，Ldp也越大，通常為0.3～1 dB；Lds為其他不確定因素損耗，通常為0.2 dB。

同時引入的熱噪聲功率Nd為：

Nd=K+[Tes]+[Bn]

式中：Tes為下行站接收等效噪聲溫度。

因此，下行鏈路的載噪比為：

[C/N]d=Cd-Nd=EIRPc+(G/T)es-Ldl-Lda-Ldp-Lds-K-[Bn]=EIRPsat-OBOc+(G/T)es-Ldl-Lda-Ldp-Lds-K-[Bn]

同樣，下行鏈路也存在一些干擾。通常有以下幾類：

1)相鄰信道干擾ACId：當載波間間距足夠時，則可忽略此干擾，按[C/ACI]d>35 dB考慮；

2)鄰星干擾ASId：若相鄰軌位存在同頻衛星，接收站可能受到鄰星下行干擾。若無同頻鄰星，則可忽略此干擾，按[C/ASI]d>40 dB考慮；

3)交叉極化干擾XPId：若下行站接收天線極化角調整到位，按[C/XPI]d>27 dB考慮；

4)交調干擾IMsat：通常若轉發器存在唯一載波， 則按[C/IM]sat=21 dB考慮；若轉發器存在多個載波，則按[C/IM]sat=19 dB考慮。

因此，總的下行干擾載噪比[C/I]d為：

加上各類下行干擾，求得下行鏈路總載噪比[C/(N+I)]d為：

3.4 星地鏈路綜合計算

通過上行鏈路和下行鏈路的獨立計算，綜合得出星地鏈路的理論總載噪比[C/(N+I)]s為：

此外，考慮系統不確定因素造成的載噪比惡化Lm，其值通常為0.5～1.5 dB；以及一些如載波疊加等技術帶來的載噪比惡化Lt，其值通常低于0.5 dB。得出星地鏈路的凈載噪比[C/(N+I)]s,net為：

[C/(N+I)]s,net=[C/(N+I)]s-Lm-Lt

星地鏈路的凈載噪比體現為下行接收頻譜中載波與噪聲底的功率譜密度之比[13]。以老撾衛星地球站13 m天線接收的當地電視臺4.5 m天線上行的C頻段電視節目載波信號為例，如圖7所示。

圖7 載波頻譜圖Fig.7 Carrier spectrum

由圖7可知，載波功率電平約為-63 dBm，噪聲功率電平約為-78 dBm，兩者之差可認為是載波的實際凈載噪比，即：[C/(N+I)]s,net=15.03 dB。

再將凈載噪比[C/(N+I)]s,net與載波解調門限值Es/N0比較，兩者之差即為解調門限余量Ms：

Ms=[C/(N+I)]s,net-Es/N0

以圖7為例，若載波采用DVB-S2體制，8PSK調制，3/4 FEC編碼率，所需解調門限值為7.91 dB，則可求得載波的解調門限余量為7.12 dB。

最后，整條星地鏈路的最終計算結果體現在系統的總可用度上，不同頻段和業務對可用度要求不同。通常廣播業務要求C頻段99.99%，Ku頻段99.5%，通信業務要求C頻段99.999%，Ku頻段99.9%。

載波的解調門限余量與總可用度直接相關，通常采用ITU-R雨衰模型作為評估標準，以超過40年的全球降雨采集數據為基礎，估算出地球站所在位置及信號頻段對應的雨衰情況，從而估算出解調門限余量對應的總可用度，作為整條星地鏈路計算結果的最終體現[14]。

3.5 鏈路優化技術

根據以往項目經驗，用戶總希望以較低地面設備投入和轉發器帶寬實現較高頻譜效率和系統總可用度，然而兩者無法同時兼顧。高頻譜利用率意味著需要更高的信道編碼和調制方式，對應的解調門限更高，星地鏈路總載噪比要求也更高。因此，為提高鏈路頻譜效率，用戶需要在選擇維持現有設備配置而犧牲系統總可用度和投入更高預算以提高地面設備配置間做出選擇。然而由于工期與預算等原因，很多情況下老用戶不愿意輕易更換通信天線和功放等設備。因此，可以從信號處理的角度考慮，通過一些新的衛星通信技術以優化整條星地鏈路。

目前已有不少廠家的基帶設備可通過授權激活一些新功能以優化鏈路，包括上行功率控制UPC、自適應編碼調制ACM、載波疊加對消CnC等。

1)UPC：Modem間通信，己方不間斷監測對方持續反饋過來的鏈路情況，當接收值發生變化，己方Modem也相應的調整輸出載波的電平值使上行功率增加以補償變化量，使對方接收的系統門限余量保持不變。

2)ACM：Modem間通信，己方不間斷監測對方持續反饋過來的鏈路情況，當接收值發生變化，己方Modem也相應地調整輸出載波的編碼調制方式和頻譜效率，使對方接收的系統門限余量保持不變[15]。

3)CnC：Modem間通信，兩個載波原本需要占用兩段頻率帶寬，通過CnC技術可使其疊加在一起而節省一個載波的帶寬。在接收端僅需犧牲約0.5 dB的鏈路損耗即可通過對消技術將載波分離解調。

3.6 CnC鏈路分析

由于載波疊加對消需要的Modem授權費非常高，因此目前該技術在國內使用較少，尚未有通用的鏈路計算方法。下面將以老撾衛星公司的項目經驗為例對CnC鏈路做出分析，給出合理的計算方法。

通常，衛星公司會對每個轉發器做出功率標定，以轉發器線性回退3 dB后的功率譜密度線作為標定線。根據功帶平衡，針對租賃帶寬分配相應比例的轉發器功率，超出部分則按照比例計算所對應的帶寬進行收費。以一個36 MHz的轉發器為例，若此時有載波A帶寬12 MHz，載波B帶寬6 MHz，共占用轉發器帶寬18 MHz，則其分配的總輸出功率應在轉發器線性回退3 dB基礎上再回退3 dB，即共占整個轉發器25%的總輸出功率。

通常通信鏈路有2種場景，即:1)場景1，兩載波都位于標定線處，常出現于上下行配置相似的兩站點間通信的場景；2)場景2，一個載波位于或高于標定線處，另一載波低于標定線處，常出現于中大型關口站與遠端小型站通信的場景。

(1)場景1

對于場景1，采用CnC技術前，載波A需要的功率回退量為7.8 dB，功率占比為16.66%；載波B需要的功率回退量為10.8 dB，功率占比為8.33%；功率總回退量為6 dB，功率總占比為25%。采用CnC技術后，帶寬節省6 MHz，但兩個載波合成為一個載波，功率占比還是25%，相當于等效帶寬還是18 MHz，顯然是不合理的。場景1的載波圖樣如圖8所示。

圖8 場景1載波圖樣Fig.8 Scenario 1 carrier pattern

因此，為滿足功帶平衡要求，需要控制兩載波總功率占比在16.66%以內。按帶寬比例計算，載波A功率占比為11.11%，對應的功率回退量為9.55 dB；載波B功率占比為5.55%，對應的功率回退量為12.55 dB。此場景中，采用CnC技術，節省了6 MHz帶寬，但需要的功率回退量多了1.75 dB，加上0.5 dB載波對消損耗，共造成2.25 dB接收余量損失?；赝撕筝d波圖樣如圖9所示。

圖9 回退后場景1載波圖樣Fig.9 Scenario 1 carrier after backoff

(2)場景2

對于場景2，有兩種情況：

1)場景2-1，兩載波總功率占比≤16.66%；

2)場景2-2，兩載波總功率占比為16.66%～25%。

場景2-1中，采用CnC技術后，兩個載波合成為一個載波，總功率占比≤16.66%，相當于等效帶寬≤12 MHz，符合功帶平衡要求，無需再進行功率回退。場景2-1的載波圖樣如圖10所示。

圖10 場景2-1載波圖樣Fig.10 Scenario 2-1 carrier pattern

場景2-2中，采用CnC技術后，兩個載波合成為一個載波，兩載波總功率占比為16.66%～25%，相當于等效帶寬為12～18 MHz，不符合功帶平衡要求。場景2-2的載波圖樣如圖11所示。

此時，為滿足功帶平衡要求，需要計算載波A和載波B各自的功率占比，根據實際的業務情況按相應比例將超出部分進行各自的功率回退，控制兩載波總功率占比在16.66%以內。此場景中，采用CnC技術，節省了6 MHz帶寬，但同樣需要功率回退，加上0.5 dB載波對消損耗，造成一定的接收余量損失?；赝撕筝d波圖樣如圖12所示。

圖12 回退后場景2-2載波圖樣Fig.12 Scenario 2-2 carrier after backoff

對于造成的接收余量損失，需要兩方采用更大的口徑天線或調整編碼調制方式以降低解調門限，頻譜效率也隨之降低。因此，從實際應用角度考慮，CnC技術并非完美的，它所能帶來成本效益是有限的，也非常考驗星地鏈路計算。同時，CnC技術的使用需要結合實際業務情況進行取舍，而非隨意進行功率回退，影響通信鏈路質量[16]。

4 工程案例

假設，位于老撾首都萬象的上行站需要發射一個3.5 Mbit/s的節目給位于北京的下行站接收，通過老撾一號衛星轉發。其中，載波為C頻段，上行6.65 GHz，下行3.55 GHz，采用DVB-S2通信體制，8PSK調制方式， 3/4 FEC編碼率。此外，轉發器當前增益檔為19檔，上行站天線口徑1.8 m，功放規格20 W，下行站天線口徑3.2 m，求系統可達的總余量和總可用度。

解析：首先，根據載波速率和調制編碼方式可求得載波分配帶寬，即：

符號速率Rs=3.5×(1+2%)/[3×(3/4)]≈1.6 Msym/s

分配帶寬BWal=1.6×(1+0.2+0.05)=2 MHz

根據功帶平衡，載波需要的功率回退為：

OBOc=10lg(36/2)+3=15.55 dB

IBOc=10lg(36/2)+6=18.55 dB

衛星在萬象的G/T值為1.5 dB/K，當前對應的SFD值為-90.5 dBW/m2，載波對應的PFD值為-109.05 dBW/m2。求得地面站上行所需EIRPes為：

EIRPes=PFD+ [4πd2] ≈ 54 dBW

=39.75+13-0.5-1=51.25 dBW

預估天線對星誤差0.3 dB，其他不確定損耗0.2 dB，因此可求得上行[C/N]u為：

理論預估總的上行[C/I]u為22.8 dB，根據：

求得[C/(N+I)]u=17 dB。

由于上行實際EIRP比理論低了2.75 dB，載波輸出回退也相應低2.75 dB，即：OBOc=18.3 dB。

衛星在北京的EIRP場強為40 dBW，功率回退后可得載波EIRPc為：

EIRPc=EIRPsat-OBOc=40-18.3=21.7 dBW

預估系統總噪聲為75 K，接收天線效率為65%，則可求得下行接收(G/T)es值為：

(G/T)es=Gr- [Ts]=

39.6-10lg75=21 dB/K

預估天線對星誤差0.5 dB，其他不確定損耗0.2 dB，因此可求得下行[C/N]d為：

[C/N]d=EIRPc+(G/T)es-Ldl-Lda-Ldp-Lds-K-[Bn] =21.7+21-195-0.2-0.5-0.2-(-228.6)- 10lg(1.6×106)≈13.4 dB

按照設計指標，多載波下轉發器預估[C/IM]sat=19 dB，理論預估總的下行[C/I]d為17.5 dB，根據：

求得[C/(N+I)]d=12 dB。

求得星地鏈路總[C/(N+I)]s=10.81 dB。

DVB-S2通信體制，8PSK調制方式， 3/4 FEC編碼率對應的解調門限值為7.91 dB，另考慮0.5 dB的不可預見性損耗，因此可求得系統門限余量為：

Ms=[C/(N+I)]s,net-Es/N0=10.81-0.5-7.91=2.4 dB

根據ITU-R雨衰模型，得出萬象與北京間星地鏈路的2.4 dB系統門限余量對應的系統總可用度為99.99%，即為一條星地鏈路的最終結果體現。

需要注意的是，該鏈路條件下載波尚有2.75 dB的轉發器應分配的輸出功率未利用，若通過增大天線口徑或更換更大功率功放的方式提高上行能力，充分利用轉發器分配的輸出功率，可更有利于下行接收及提高頻譜利用率。

5 結束語

對于衛星通信鏈路，需要考慮以合理的成本投入實現高效穩定的通信質量，而星地鏈路計算結果雖然與實際情況存在一定誤差，但可以作為一個有效參考。保守的計算結果雖能保證足夠的系統余量，但會增加成本投入；而開放的計算結果雖能節省成本投入，但可能造成系統余量不及預期。同時，鏈路計算還需要考慮很多技術外的因素，還要根據用戶的實際情況和應用場景綜合分析，給用戶提供最合理的設計方式?？偟膩碚f，鏈路計算沒有最完美的，只有最合適的。

在鏈路計算過程中，有很多處斗涉及到幅值與真值之間的數值轉換，例如在計算C/(N+I)時需要先將C/N和C/I的幅值轉換成真值，數學運算后得出的真值結果再轉換為幅值，從而得出C/(N+I)的dB值。通常遵守的規律是涉及乘除的都用真值運算。

本文通過理論和實際相結合，既解釋了星地鏈路的原理，又以工程案例給出了計算方法，還對國內使用較少的CnC特殊鏈路進行了分析，具有一定行業參考價值。需要注意的是，本文是針對靜止軌道透明轉發通信衛星的鏈路計算，如果是再生式或帶有星上處理能力的轉發器，則需進行不同的分析。此外，隨著衛星通信技術的快速發展，不斷涌現出如高通量衛星、中低軌通信衛星、星座組網、波束復用等新技術，星地鏈路的計算與分析也需要根據不同場景和技術作相應的調整和優化。