應用于太赫茲源信號實現的寬帶四倍頻鏈路設計

李世元

(天津大學 天津市成像與感知微電子技術重點實驗室,天津 300072)

1 引 言

太赫茲(THz)輻射是0.1～10 THz的電磁輻射,介于無線電波與光波之間,此波段的電磁輻射具有很多獨特的性質:①對介電材料和非極性液體具有良好穿透性,可用作透視成像；②光子能量低,具有安全性；③包含了豐富的光譜信息。因此,太赫茲技術廣泛應用于衛星遙感、成像探測、生物醫學和射電天文學等領域。

然而,由于太赫茲波源的問題一直未能很好解決,太赫茲科學技術的發展受到很大限制,形成了所謂的“THz Gap”[1-3]。目前,太赫茲源的主要實現方法是通過基波振蕩、諧波提取及倍頻技術[4]。隨著工作頻率的提高,直接通過振蕩器來獲得高輸出功率、低相位噪聲的高性能信號源是非常困難的。因此,可采用工作在較低頻率的振蕩器結合倍頻器的方式來獲取具有高輸出功率、低相位噪聲和良好穩定性的高品質太赫茲源。故開展有關應用于太赫茲源信號實現的倍頻器的研究具有重要的意義。

本文基于55 nm CMOS工藝,結合跨導增強的雙推技術與幅度相位糾正技術,提出了一種應用于太赫茲信號源的寬帶四倍頻鏈路。

2 倍頻器工作原理

常見的倍頻器按工作原理可分為吉爾伯特單元倍頻器、結合濾波網絡的單端倍頻器、分布式倍頻器、平衡式倍頻器等[5]。

其中,以push-push結構為基礎的平衡式倍頻器,采用差分信號的輸入方式,增大了輸入功率,同時起到寬帶基波抑制的功能,節省了面積并簡化電路,因此在倍頻器設計中具有廣泛應用。

傳統push-push平衡式倍頻器如圖1所示,流經晶體管的電流可以建模為:

I=νsatWCOX(VGS-VTH)=KV0cosω0t

(1)

其中,V0代表了單側電壓擺幅。

對上式進行傅里葉級數展開,可表示為:

(2)

圖1 傳統push-push二倍頻器

本設計采用跨導增強的push-push倍頻結構,如圖2所示。每一個晶體管柵極被輸入信號驅動,且源極被反相信號驅動,從而得到更大的輸入驅動擺幅。假設柵極驅擺幅為源極驅動擺幅的α倍。于是,在共模點輸出的二次諧波電流分量可表示為:

(3)

由此可見,相較于傳統push-push倍頻結構,采用跨導增強的push-push結構,可使跨導增大1+α倍,從而提高了二次諧波電流,增大了倍頻器的輸出功率與倍頻增益。

圖2 跨導增強的push-push二倍頻器

3 鏈路有源巴倫的設計

在倍頻鏈路中,需要采用巴倫結構將單端信號轉為差分信號。巴倫按組成可分為有源巴倫與無源巴倫。在射頻集成電路中,相比于無源巴倫,有源巴倫由于小型化和可能帶來的增益而受到許多關注[6-8]。然而,當工作頻率接近毫米波時,由于寄生效應的影響,傳統巴倫結構的輸出端存在較大的幅度與相位誤差,這會導致平衡式push-push結構在倍頻合成時,不能夠完全抵消和抑制基波與奇次諧波,繼而惡化了倍頻增益與諧波抑制性能。

為了克服上述問題,提出采用應用于有源巴倫的幅度相位糾正技術,在毫米波頻段下實現對傳統巴倫輸出端幅度與相位誤差的同時糾正。

圖3為所提出的幅度相位糾正技術原理圖,其中,糾正電路包含兩個相同的共源共柵結構,共源結構對信號進行反相放大而共柵結構對信號同相放大。將輸入端口間相位誤差表示為ΔθA,幅度誤差表示為GA。考慮到實際情況中寄生的影響,糾正電路中的共源共柵結構也會引入新的幅度與相位誤差。因此將共源共柵結構所引入的相位誤差表示為ΔθB,幅度誤差表示為GB。

圖3 幅度相位糾正技術原理圖

糾正電路將輸入信號分為四條支路信號,各支路電流表示為:

(4)

四條支路的電流信號在輸出端重新組合,產生一對新的差分信號,表示為:

(5)

(6)

通過對比式(5)、(6)中各項的系數和初相位,可以觀察到在新產生的輸出信號,即Vout1與Vout2之間,存在四處不同。然而,由于幅度誤差G與實數值2相比通常較小,因此最終的輸出信號Vout1與Vout2可近似視為差分信號。因此該結構可以對幅度與相位誤差進行有效抑制,且不依賴于特定的無源寄生補償方法,在毫米波頻段同樣適用。

為了驗證幅度相位糾正技術在不同輸入誤差下的適用性與魯棒性,通過改變輸入信號間的幅度與相位誤差,重復進行仿真,來觀察糾正后的輸出端口處幅度與相位誤差,如圖4所示。

圖4 在不同輸入條件下,輸出端口處幅度與相位誤差結果

可以看出,當輸入信號間的幅度誤差在0～10 dB、相位誤差在10°～100°范圍內取值時,輸出端幅度誤差均低于0.3 dB,相位誤差均低于5.3°。

因此,經電路仿真驗證可得,該技術在毫米波頻段下展示出良好的幅度相位糾正性能,能夠對傳統有源巴倫的輸出不匹配進行糾正,在實現信號轉換功能的同時,改善了下一級平衡式push-push倍頻器輸入信號間的幅度與相位誤差,繼而提高了倍頻器的增益諧波抑制性能。

4 電路設計與原理分析

本文提出了一種基于55 nm CMOS工藝的太赫茲波段高倍頻增益高輸出功率寬帶四倍頻鏈路,倍頻方案如圖5所示。

該四倍頻器采用倍頻-有源巴倫-再倍頻的結構。第一級二倍頻器采用單端倍頻結構,將信號由60 GHz倍頻到120 GHz；之后通過新型有源巴倫將120 GHz的單端信號轉為差分信號,既提高了鏈路增益,又減小了傳統巴倫結構的輸出端幅度與相位誤差,改善諧波抑制性能；第二級倍頻器采用跨導增強 push-push結構,進一步提高了倍頻增益與輸出功率,從而在輸出端得到中心頻率為240 GHz的高性能太赫茲波源。

圖5 太赫茲波段四倍頻器框圖

太赫茲波段四倍頻器整體電路拓撲如圖6所示。

圖6 太赫茲波段四倍頻器整體電路原理圖

第一級倍頻器采用單端結構,將晶體管偏置在B類,從而在輸出端得到較多的基波分量和二次諧波分量,其中基波分量需要通過高通濾波網絡濾除。傳統濾波方法為在輸出端并聯一段基波頻率下的開路型四分之一波長傳輸線。然而,四分之一波長傳輸線會占據較大的芯片面積,且不能夠完全濾除基波分量。為了減小芯片面積,提高基波抑制同時降低損耗,采用電容結合微帶線的諧振網絡作為濾波網絡,如圖中所示。該設計中微帶線電長度為25°,與四分之一傳輸線相比縮短了72 %。

在級間有源巴倫的設計中,首先利用共源放大器對信號進行反相放大的特性,得到一對近似差分的信號；之后采用幅度與相位糾正技術,基于共源-共柵結構,對兩路近似差分信號進行分配與矢量組合。在分配與重組的過程中,原幅度與相位誤差被平均分配到不同輸出端口中,繼而實現對幅度與相位誤差的同時糾正。同時采用電流復用技術,進一步降低電路功耗。

第二級倍頻器采用跨導增強push-push結構,最終實現四倍頻信號輸出。在該部分倍頻結構中,每一個晶體管的柵極被輸入信號驅動,且源極被反相信號驅動,相比于傳統的push-push結構,增大了輸入信號Vgs的擺幅,從而提高了輸入信號的功率,且不引入額外的有源電路,從而在獲得較大增益的同時進一步降低了電路功耗。

5 電路仿真結果

倍頻器電路使用Agilent ADS軟件基于55 nm CMOS工藝模型進行設計和仿真。在200～268 GHz頻段內,輸入功率為0 dBm時的轉換增益隨頻率變化曲線如圖7所示。觀察仿真結果可知,在210～256 GHz頻段內,倍頻增益均大于-4 dB,且當頻率為230 GHz時,增益最大為-1.16 dB。

圖7 輸入功率為0dBm時,倍頻增益隨頻率變化曲線

在230 GHz輸出頻率下,輸出功率和倍頻增益隨輸入功率的變化如圖8。當輸入功率為4 dBm時,輸出功率接近飽和,為-0.5 dBm。當輸入功率在-6～4 dBm范圍內變化時,倍頻增益均大于-5 dB,其中輸入功率為-2 dBm時,增益最大為-0.55 dB。

圖8 230 GHz頻率下,輸出功率和倍頻增益隨輸入功率的變化曲線

將本文四倍頻器的性能參數與其他文獻進行比較,結果如表1所示。通過比較可知,本文實現的太赫茲四倍頻鏈路在帶寬、倍頻增益與輸出功率等方面均表現出較大的優越性,為同頻段太赫茲源的設計提供了參考。

表1 本文與其他文獻中太赫茲波段四倍頻器的參數對比

6 結 論

本文立足太赫茲科技前沿,著力解決太赫茲波源問題。介紹了傳統push-push倍頻器的基本工作原理,提出將改進后的跨導增強push-push技術運用到倍頻器中；分析了毫米波頻段下傳統有源巴倫的輸出不匹配問題,并提出應用于有源巴倫的幅度與相位糾正技術,以實現信號轉換功能,同時滿足倍頻器的增益與諧波抑制要求。結合單端晶體管結構與平衡式倍頻結構,基于55 nm CMOS工藝設計了一種應用于太赫茲波源的寬帶四倍頻鏈路,仿真結果表明,該四倍頻器帶寬為210～256 GHz,相對帶寬19.7 %,最大轉換增益為-0.55 dB,飽和輸出功率為-0.5 dBm。本設計為實現高品質太赫茲源提供了新的參考。