基于單MZM和FBG的10倍頻抑制載波RoF系統

王現彬,楊彥彬,盧智嘉,高彥彥

(石家莊學院機電學院,河北 石家莊 050000)

1 引 言

由于頻譜資源稀缺,未來高速通信將主要依賴毫米波頻段,但受電子瓶頸影響電域產生毫米波信號難度較大,在光域中實現毫米波傳輸具有較強吸引力。基于此的光載無線通信技術(RoF)集光纖通信和無線通信于一體,以低成本、大容量、高保密性、易于多業務融合等特征,成為未來超高速無線通信“最后一公里”接入的首選解決方案[1-7]。對于光載毫米波,相關研究者提出了諸如直接調制、光外差、四波混頻及外部調制等不同的生成技術[8-11],其中基于外部調制的光生毫米波技術方案實現簡單、穩定性高且產生的光載毫米波信號噪聲低,受到了廣泛關注。相關技術報道中外部調制方式一般也都是采用兩級馬赫曾德爾外調制器(MZM),并附加一些濾波器或特殊光器件,導致系統結構復雜且插入損耗較高,增加了中心站(CS)建設成本,同時進一步降低了系統性能[12-14]。為此提出了一種基于單MZM和FBG的10倍頻抑制載波RoF產生結構,對基于該結構的10倍頻抑制載波光載毫米波產生進行了理論分析,優化了FBG帶寬及反射率,并通過實驗驗證了理論的正確性,為實際RoF系統設計提供了參考思路。

2 原理分析

所提出的基于單MZM和FBG的10倍頻抑制載波RoF系統下行鏈路如圖1所示。在CS站通過設置MZM直流偏置電壓和射頻驅動信號幅度,由一個MZM實現基帶信號調制與偶數階邊帶抑制(包括主載波),再借助光纖布拉格光柵(FBG)濾除多余奇數階邊帶。通過標準單模光纖信道傳輸后,在基站(BS)通過PIN光電二極管拍頻產生電毫米波信號,借助BS站端的射頻天線將電毫米波信號傳輸到移動終端(圖1中省去了射頻天線,直接采用混頻器(Mixer)解調出基帶信號)。CS站由光源(LD)、MZM、乘法器、移相器和FBG構成,首先基帶信號S(t)和射頻驅動信號Er(t)通過相乘器后分成兩路,一路控制MZM的射頻上端口,一路π相移后控制MZM的射頻下端口,MZM的直流電極則一路接地一路接偏壓a。

圖1 基于單MZM和FBG的10倍頻抑制載波RoF系統框圖

假設激光器發出的連續光波為Ein(t)=A0·exp(jω0t),其中A0和ω0為光信號的幅度和角頻率。待傳數據S(t)=∑Img(t-mT),其中Im為偽隨機二進制數據串,g(t)為偽隨機二進制數據波形(本文采用矩形波),T為一個碼元的寬度。射頻驅動信Er(t)=Arcos(ωrt),其中Ar和ωr為射頻驅動信號的幅度和角頻率。射頻驅動信號Er(t)和待傳數據S(t)通過相乘器后分別控制MZM的兩射頻電極,且兩路信號反相,即上臂為v1(t)=S(t)Er(t),下臂為v2(t)=-S(t)Er(t)=-v1(t)。此時MZM的輸出光場為:

(1)

其中,IL為插入損耗,在理論分析時假定IL=0;γ為上下兩臂的分光比,一般取γ=0.5;Vbias1和Vbias2為上下臂的直流偏置電壓,令Vbias1=0 V,Vbias2=4 V(即偏壓a);VπDC為直流半波電壓,VπRF為射頻半波電壓,且VπDC=VπRF=4 V;利用貝塞爾函數將式(1)展開為:

cos[(2n+1)ωrt]

(2)

式中,J2n+1為(2n+1)階第一類貝塞爾函數。在式(2)中,令β=πArS(t)/4,稱為調制深度。從式(2)可以看出,MZM輸出的已調光信號中心載波和偶數階邊帶得到了抑制,只存在奇數階邊帶。

圖2為奇數階的第一類貝塞爾函數曲線,從圖2可以看出,當β為3.821時,1階和7階貝塞爾函數為0。為此設置射頻驅動信號幅度為4.868,結合VπDC=VπRF=4 V,可使產生的光載毫米波只保留3階和5階邊帶,更高階的Jn(β)由于幅度太小可以忽略不計。則式(2)變為:

圖2 第一類貝塞爾函數

Eo(t)=j2J3(β)[cos(ω0t+3ωrt)+cos(ω0t-3ωrt)]-2J3(β)[sin(ω0t+3ωrt)+sin(ω0t-3ωrt)]+j2J5(β)[cos(ω0t+5ωrt)+cos(ω0t-5ωrt)]-2J5(β)[sin(ω0t+5ωrt)+sin(ω0t-5ωrt)]

(3)

隨后將該信號通過FBG濾除3階邊帶,最后只留下5階邊帶。再將只含有5階邊帶的Eo(t)在BS站經PIN光電二極管平方律檢波后,若不考慮PIN光電二極管響應噪聲,則輸出電流為:

(4)

3 實驗研究

系統框圖如圖1所示,系統參數除前述相關參數外,基帶信號速率設定為2.5 Gbit/s,傳輸(231-1)個偽隨機二進制數據。LD光源的中心光頻率為193.1 THz,線寬為10 MHz,輸出功率為0 dBm。射頻驅動信號Er(t)幅度為4.868 V,頻率為10 GHz。FBG中心頻率為193.1 THz,與光源中心頻率一致。標準單模光纖衰減系數為0.2 dB/km,色散系數為16.75 ps/(nm·km),差分群時延為0.2 ps/km,有效纖芯面積為80 μm2。貝塞爾光帶通濾波器中心頻率設定為193.1 THz,帶寬為0.3 nm。PIN光電二極管響應度為1 A/W,暗電流為10 nA。

圖3給出了圖1中A、B、C和D處的頻譜圖。從圖3(a)可以看出,經過單MZM調制后,實現了載波及各偶階邊帶的抑制,只留下3階和5階奇數階邊帶,而更高階的奇數階邊帶由于其值過小顯示不出來,與理論分析完全吻合。圖3(b)為經過FBG濾波后所留下的5階邊帶,可以看出其邊帶抑制比約為18 dB,3階邊帶對5階邊帶的影響得到了有效降低。圖3(c)為FBG濾出的3階邊帶,該光信號經偏振復用到達基站并解復用后可作為上行鏈路載波信號。圖3(d)為背靠背傳輸時(Back to back)接收端經PIN光電二極管后所對應的射頻頻譜,在10倍于射頻驅動信號Er(t)頻率,即100 GHz處存在一個有效頻譜,實現了射頻驅動信號的10倍頻傳輸。可以看出該射頻頻譜峰值功率較低,后續可以采用放大器將其放大以實現遠距離傳輸。由于主載波并非完全抑制,從而在20 GHz處存在一個毫米波信號,但與100 GHz處的主毫米波信號相比功率相差15.49 dB,再結合后續射頻天線和混頻器的帶寬有限性,其影響可以忽略。

圖3 RoF系統中A、B、C和D處頻譜圖

圖4為不同反射率時FBG帶寬與誤碼率對應關系。從圖可以看出隨著FBG帶寬的增大,誤碼率先降低后增大,呈現出U形分布狀態,當反射率為0.9時其變化趨勢仍滿足U形分布,只是變化趨勢較為緩慢。誤碼率呈現出的這種變化可以解釋如下:當FBG帶寬較窄時,無法完全濾除3階邊帶,殘留的3階邊帶在PIN光電二極管拍頻時產生不利影響,造成誤碼率較高,隨著3階邊帶濾除量的增大,誤碼率逐漸降低,當3階邊帶完全濾除時誤碼率達到最低。隨著FBG帶寬繼續增大,除了3階邊帶被濾除,5階邊帶也受到影響,造成有用信息丟失,從而引起誤碼率升高。從圖4可以看出反射率為0.99、0.999和0.9999時的最優系統帶寬分別為0.804、0.8和0.798 nm,對應的最低誤碼率分別為10-14、10-20和10-16數量級,即三種情況下誤碼率最低值分布在0.795～0.805 nm之間,且隨著反射率的增大,最低誤碼率也是表現為先降低后增大的U形結構。

圖4 誤碼率與FBG帶寬對應關系

為尋找最優反射率,分析了不同帶寬下FBG反射率與誤碼率的對應關系,如圖5所示,而這些不同的帶寬都位于0.795～0.805 nm的最優帶寬內。從圖5可以看出,隨著FBG反射率的增大,不同帶寬FBG下的系統誤碼率都呈現出相同的下降趨勢,且整體誤碼率較為接近。從圖5插圖可以看出,在某一FBG反射率下,FBG帶寬從0.7976 nm到0.8032 nm變化時誤碼率依次略有降低,但下降幅度較小。當FBG反射率為0.9966時,誤碼率達到最低,此后系統性能極速變差。實際FBG制作時反射率越大越難實現,故FBG反射率選擇應折中考慮。

圖5 FBG反射率與誤碼率對應關系

在上述FBG優化參數下,分析了基于單MZM和FBG的10倍頻載波抑制ROF系統背靠背和傳輸20 km時接收端光功率與誤碼率的對應關系曲線,如圖6所示,其中的插圖為兩個點測量時對應的眼圖。當誤碼率為10-9時,背靠背的接收端光功率為-43.26 dBm,而傳輸20 km后的接收端光功率為-41.6 dBm,功率代價為1.66 dB,表現出了較好的系統性能。

圖6 接收功率與誤碼率對應關系

4 結 論

提出了一種基于單MZM和FBG的10倍頻抑制載波毫米波產生結構,通過設置射頻驅動信號幅度及MZM偏置電壓,產生載波及偶數階邊帶抑制的RoF信號。當射頻驅動信號幅度為4.868 V、MZM偏置電壓為4 V時,RoF信號中主要包含3階和5階邊帶,更高階的奇數階邊帶由于其幅值過低忽略不計。隨后利用FBG的濾波特性濾除3階邊帶,只保留5階邊帶,到達接收端后通過PIN光電二極管拍頻后產生10倍頻毫米波信號。結果表明當FBG帶寬為0.795～0.805 nm時,可實現較低誤碼的系統傳輸；在該帶寬范圍內,當FBG反射率為0.9966時,系統誤碼率達到最低。利用FBG參數優化后的新型RoF系統傳輸20 km后與背靠背系統相比功率代價僅為1.66 dB,表現出了較好的系統性能。