5G通信的寬帶功率放大器設(shè)計(jì)

軒雪飛，王楊，劉國(guó)華，權(quán)循忠，全桂英

（1.淮南師范學(xué)院,安徽淮南232038；2.杭州電子科技大學(xué),浙江杭州310018）

0 引言

隨著無(wú)線通信技術(shù)的快速發(fā)展，人們不斷追求更高通信速率［1-3］。信息容量與帶寬呈線性關(guān)系，提高通信系統(tǒng)的工作帶寬會(huì)顯著增加數(shù)據(jù)傳輸速率。無(wú)線通信收發(fā)系統(tǒng)的工作頻率以及工作帶寬在逐漸增加［4-6］。

功率放大器作為通信系統(tǒng)中最為關(guān)鍵的模塊之一，在移動(dòng)通信基站中，功率放大器的工作帶寬嚴(yán)重制約著基站通信的工作帶寬。為了有效降低運(yùn)營(yíng)成本，設(shè)計(jì)出能夠同時(shí)覆蓋移動(dòng)、電信、聯(lián)通三家運(yùn)營(yíng)商的寬帶功率放大器具有重大意義。例如支持多媒體運(yùn)作的第四代（4G）移動(dòng)通信系統(tǒng)，三家運(yùn)營(yíng)商總的通信頻率介于1.7GHz-2.7GHz之間，橫跨的頻帶寬度為1GHz；而對(duì)于即將投入運(yùn)營(yíng)的第五代（5G）移動(dòng)通信系統(tǒng)，橫跨的頻帶范圍更為廣泛，即通常所講的5G Sub-6GHz（6GHz以下）頻段，通信頻率的范圍是3.3-5GHz,橫跨的頻帶寬度更是達(dá)到了1.7GHz［2-5］。因此，針對(duì)當(dāng)下的應(yīng)用通信系統(tǒng)，在工作頻帶上，它們都要求有更寬的信道帶寬，這對(duì)功率放大器的設(shè)計(jì)提出了更高的要求［7-8］。故對(duì)較高頻段中的寬帶功率放大器模塊的研究將具有良好的應(yīng)用前景和重大價(jià)值［9］。

針對(duì)當(dāng)下對(duì)寬帶功率放大器的應(yīng)用需求，本文采用了GaN HEMT裸管TGF2023-2-02。首先，在High Frequency Structure Simulator（HFSS）中建立鍵合線模型，用于將晶體管和外圍的微帶電路連接起來(lái)；其次，采用多頻點(diǎn)匹配方法拓展帶寬，很好地解決了帶寬拓展的難題；最后利用射頻仿真軟件Ad?vanced Design System（ADS）設(shè)計(jì)了一款工作于3-6GHz的功放，在Momentum中進(jìn)行了電磁仿真，結(jié)果顯示功放的漏極效率為35%-47%，輸出功率為38.6-40dBm,大信號(hào)增益為8.6-10dB。

1 電路設(shè)計(jì)

1.1 晶體管的選擇以及鍵合線模型的建立

為了完成設(shè)計(jì)要求，電路設(shè)計(jì)選用TriQuint公司的功率放大器芯片TGF2023-2-02。根據(jù)產(chǎn)品手冊(cè)可知，該管芯最高工作頻率可至18GHz，在設(shè)計(jì)頻段內(nèi)，輸出功率和效率可以滿(mǎn)足指標(biāo)要求。因此，

圖1 HFSS中鍵合線模型

1.2 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)

實(shí)現(xiàn)射頻功率放大器的高性能，在很大程度上取決于對(duì)晶體管輸入和輸出端阻抗的控制。而控制阻抗的難度，一方面是如何確定實(shí)現(xiàn)最佳性能的阻抗值，另一方面由于最佳性能的阻抗隨頻率而改變，而最佳阻抗值與50歐姆相差較大，使得寬帶功率放大器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的確定存在一定的難度。下面將針對(duì)存在的難題，提出相應(yīng)的解決方案，進(jìn)行恰當(dāng)?shù)碾娐吠負(fù)浣Y(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)。

1.2.1 最佳輸出阻抗的確定

為了確定晶體管的最佳阻抗值，需要對(duì)功放管的大信號(hào)模型進(jìn)行Load-pull操作。特別需要注意的是，鍵合線對(duì)頻率的變化相當(dāng)敏感，所以在進(jìn)行考慮將漏極電壓設(shè)置為Vd=28V，柵級(jí)電壓設(shè)置為Vg=-2.7V。

需要注意的是，選用的TGF2023-2-02晶體管是沒(méi)有封裝的裸片，需要用鍵合線將晶體管與外圍的微帶電路進(jìn)行連接。為了能夠準(zhǔn)確地估計(jì)鍵合線對(duì)功放電路設(shè)計(jì)的影響，在電路設(shè)計(jì)之前，必須首先對(duì)鍵合線進(jìn)行建模和仿真。利用高頻電磁仿真軟件HFSS對(duì)鍵合線建立的模型如圖1所示，為了充分考慮功率管和射頻板材的幾何結(jié)構(gòu)以及材料屬性，特地將其中的鍵合線設(shè)置為極細(xì)的金絲結(jié)構(gòu)，其高為100μm、半徑12.5μm、跨度400μm，兩根金絲鍵合線的間距為260μm。

圖2 鍵合線模型在ADS與HFSS中仿真結(jié)果對(duì)比

為了能夠更好地預(yù)估所建立的鍵合線模型的準(zhǔn)確性，特地將該模型在3-6GHz頻段內(nèi)的仿真結(jié)果與ADS自帶鍵合線模型的仿真結(jié)果進(jìn)行了比較，結(jié)果如圖2所示。可以看出，隨著頻率的變化，鍵合線相當(dāng)于一個(gè)電感，其感值在不斷變化。利用HFSS建立的模型相較于ADS自帶的理想模型，電感的變化范圍更大，說(shuō)明所建立的模型更加接近實(shí)際情況，在進(jìn)行設(shè)計(jì)時(shí)，可以提高設(shè)計(jì)的準(zhǔn)確度。負(fù)載牽引時(shí)，必須把鍵合線的影響考慮在內(nèi)，否則將會(huì)偏離最佳阻抗值。通過(guò)ADS自帶的負(fù)載牽引系統(tǒng)，得出考慮了鍵合線在內(nèi)的晶體管在3-6GHz頻段范圍內(nèi)最佳負(fù)載阻抗軌跡曲線，如圖3所示。為了盡可能地覆蓋整個(gè)設(shè)計(jì)頻段，所選擇的頻點(diǎn)從3GHz開(kāi)始，每隔0.5GHz增加1個(gè)，共7個(gè)設(shè)計(jì)頻點(diǎn)。陰影部分是每個(gè)對(duì)應(yīng)頻點(diǎn)的效率和功率可容忍區(qū)域。從圖中可看出，其阻抗值在工作頻帶范圍內(nèi)均比較小，且分布較為廣泛。

1.2.2 輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)

功率放大器的性能主要由輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)決定，其功能是通過(guò)阻抗變換實(shí)現(xiàn)能量的最佳傳輸。綜合考慮放大器的駐波比、輸出功率和效率等特性，在3-6GHz這樣一個(gè)寬頻帶范圍內(nèi)照顧到每個(gè)頻點(diǎn)同時(shí)實(shí)現(xiàn)良好的匹配是存在一定困難的。因此，為了使匹配網(wǎng)絡(luò)盡可能地兼顧整個(gè)設(shè)計(jì)頻帶內(nèi)每個(gè)頻點(diǎn)的特性，本設(shè)計(jì)特地采用了多頻點(diǎn)匹配法，其最終設(shè)計(jì)完成的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如圖4所示。

圖3 最優(yōu)阻抗分布曲線圖

圖4 輸出匹配網(wǎng)絡(luò)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖

整個(gè)輸出匹配電路由6條微帶線組成，包括12個(gè)未知參數(shù)。在3-6GHz頻帶范圍內(nèi)，需要將阻抗ZOMN（最優(yōu)負(fù)載阻抗）匹配至ZL。在電路設(shè)計(jì)時(shí)，為了盡可能地覆蓋整個(gè)頻段，阻抗匹配的頻點(diǎn)特地選擇為3、3.5、4、4.5、5、5.5和6GHz。為了得到阻抗ZOMN和ZL之間關(guān)系，需要先分別確定P1至P5五個(gè)平面的阻抗表達(dá)式。

在P5平面可得：

在P4平面可得：

在P3平面可得：

在P2平面可得：

因此，在P1平面可得，輸入阻抗ZOMN為ZOMN(f)=

通過(guò)將公式（1）～（5）聯(lián)立，便可得出ZOMN和ZL之間的關(guān)系，此關(guān)系式包含12個(gè)未知量。同時(shí)，將已知的7個(gè)頻點(diǎn)最優(yōu)阻抗代入此關(guān)系式，便可列出7個(gè)方程，從而可以確定這些未知量。當(dāng)然，這里方程有無(wú)數(shù)個(gè)解，只需要事先給其中5個(gè)參量的初始參考值即可得出同時(shí)滿(mǎn)足以上7個(gè)頻點(diǎn)的阻抗變換關(guān)系。至此，輸出匹配電路即可被完全確定。

1.2.3 輸入匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)

輸入匹配電路的設(shè)計(jì)方法和輸出匹配類(lèi)似，首先需要確定輸入端最佳阻抗，然后通過(guò)聯(lián)立方程組確定輸入匹配電路的參數(shù)，這里不再贅述。但是，有一點(diǎn)需要格外注意，為保證電路的穩(wěn)定性工作，特地在輸入端加入了RC并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)。一方面，在設(shè)計(jì)頻段的低頻部分電容相當(dāng)于開(kāi)路，電阻用于吸收反射功率，降低低頻增益，從而增加功率放大器的穩(wěn)定性；另一方面，在高頻部分，電容將電阻短路，電阻不起作用，用于提高功放的增益平坦度。為了使電路具有良好的高頻傳輸特性，板材采用的是羅杰斯4350B,厚度為0.254mm,介電常數(shù)為3.66。

1.3 整體電路的實(shí)現(xiàn)

通過(guò)將整體拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與芯片模型相結(jié)合進(jìn)行原理圖和電磁仿真之后，對(duì)電路進(jìn)行微調(diào)最終確定拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的所有參數(shù)值。確定的整體電路拓?fù)鋱D和版圖分別如圖5和圖6所示。

圖5 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖

圖6 電路版圖

2 電路仿真與結(jié)果分析

為了驗(yàn)證前文提及的多頻點(diǎn)阻抗匹配理論，需要對(duì)設(shè)計(jì)完成的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行仿真驗(yàn)證。一方面，將輸出端ZL設(shè)置為50歐姆，通過(guò)匹配網(wǎng)絡(luò)變換后得到阻抗ZOMN如圖7所示。從圖中可以看出，在整個(gè)設(shè)計(jì)頻段內(nèi)，仿真得到的阻抗ZOMN與實(shí)際通過(guò)負(fù)載牽引得到的阻抗分布基本是一致的。另一方面，將原理圖中的無(wú)源部分在Momentum中進(jìn)行了電磁仿真，把電路之間的耦合和寄生效應(yīng)計(jì)算在電路中，然后對(duì)整體拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行后仿真。仿真結(jié)果顯示通過(guò)輸出匹配電路之后，阻抗ZL也分布如圖7所示，從圖中可以看出，匹配之后的阻抗基本圍繞史密斯圓圖中心，說(shuō)明在3-6GHz的頻段范圍內(nèi)基本實(shí)現(xiàn)了最優(yōu)阻抗到負(fù)載的良好匹配。通過(guò)仿真驗(yàn)證，證明了本文提出的多頻點(diǎn)匹配理論設(shè)計(jì)的合理性。

圖7 仿真的阻抗ZOMN和ZL的軌跡

同時(shí)，為了驗(yàn)證功放的功能特性，特地對(duì)功放進(jìn)行了小信號(hào)和大信號(hào)仿真驗(yàn)證，仿真結(jié)果如圖8和圖9所示。從圖中可以看出，小信號(hào)仿真給出了原理圖和EM仿真的對(duì)比。兩者曲線吻合得較好，且在3-6GHz的頻帶范圍內(nèi)，小信號(hào)增益S21維持在11-15dB，S22維持在-5dB以下，某些頻點(diǎn)已經(jīng)達(dá)到了-33dB，很好地解釋了結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)的合理性。對(duì)于大信號(hào)仿真結(jié)果，從圖示可以看出功率放大器在指定頻段內(nèi)輸出功率可達(dá)38.6-40dBm,漏極效率為35%-47%，大信號(hào)增益為8.6-10dB,增益平坦度也相對(duì)較好，基本實(shí)現(xiàn)了設(shè)計(jì)目標(biāo)。

圖8 小信號(hào)原理圖和電磁仿真結(jié)果對(duì)比

圖9 大信號(hào)仿真結(jié)果