高功率微波徑向線連續橫向枝節陣列天線設計*

孫云飛，賀軍濤，袁成衛，張 強，張澤海

(國防科技大學 前沿交叉學科學院， 湖南 長沙 410073)

天線作為高功率微波系統的輻射裝置，其特性直接決定了高功率微波系統的性能[1]。由于高功率微波的特殊性，高功率微波天線需要滿足一些特殊的要求，例如高功率容量、高輻射效率、高增益等[2-8]。多數高功率微波源的輸出模式為旋轉軸對稱模式，如同軸TEM模式、圓波導TM01模式等，如果這些模式直接由傳統的喇叭天線輻射，會產生軸向為零的環狀方向圖，不利于高功率微波能量的匯聚。近年來，研究人員設計了多種適用于高功率微波的輻射系統，包括模式轉換天線[2]、模式轉換器+喇叭天線[3-4]、徑向線螺旋陣子天線[5]、矩形波導窄邊裂縫天線[6]、高功率徑向線縫隙陣列天線[7-8]等。但是這些天線都只適用于較低的工作頻段，如L、S和X波段。高頻率是高功率微波技術發展的一個重要方向[9-10]，目前在Ku波段已取得了GW量級的微波輸出，現有的高功率微波天線難以滿足其應用需求。連續橫向枝節(Continuous Transverse Stub, CTS)天線被廣泛應用于高頻段衛星和手機通信中[11-12]，它具有低剖面、低損耗、對加工精度要求不高等優點，但是由于其內部通常填充了介質材料，造成了其功率容量較低，不能直接應用于高功率微波領域。基于此，本文提出并研究了一種全金屬的徑向線CTS陣列天線，該天線具有較高的功率容量和較高的輻射效率，同時具有緊湊的結構，可以用于Ku波段高功率微波的發射。

1 天線結構

高功率微波CTS陣列天線的具體結構如圖1所示。天線采用雙層徑向線波導饋電，在上層徑向線波導的外側，同心排布著若干圈CTS輻射單元，相鄰輻射單元的徑向間距為一個波導波長。在上層徑向線波導的末端有一個短路金屬桿，金屬桿表面到最里圈縫隙中心的徑向距離為半個波導波長，因此該天線工作在駐波狀態。天線由同軸波導圓極化TE11模式注入，并通過CTS單元向外輻射，最終可以產生圓極化的實心方向圖。

圖1 天線結構視圖Fig.1 Sketch of the antenna

2 天線設計

2.1 輻射單元設計

CTS輻射單元是天線的關鍵部件，它的結構如圖2所示。該單元由三層臺階構成，枝節的總高度為h，單層臺階的高度為h/3，各層臺階的寬度如圖2所示。為了將相鄰兩圈枝節連在一起，在最底層的圓環狀縫隙內加入了一些小的金屬片，因此圓環狀縫隙被分割成若干個膠囊狀縫隙，分割后膠囊狀縫隙的寬度為w，長度為l。為了降低天線旁瓣，膠囊狀縫隙的長度需要小于一個波導波長，同時為了降低臺階處的表面電場，將臺階邊緣進行倒角處理，倒角半徑為r。另外，為了保證徑向線波導內TEM模單模傳輸，徑向線波導的高度b需要小于半個波導波長[13]。

圖2 輻射單元結構視圖Fig.2 Structure of the radiator unit

經過前面的分析，以Ku波段14.25 GHz為例，采用CST軟件對CTS單元進行仿真優化，同時與傳統的縫隙結構進行對比。在仿真中，用平行平板波導加磁邊界來替代一定角度的扇形徑向線波導。優化后CTS單元的主要尺寸為相鄰枝節徑向間距p=21 mm，枝節高度h=15.6 mm，平行平板波導高度b=8 mm，臺階倒角半徑r=0.5 mm。在耦合系數相同的情況下，仿真得到兩個單元的內部電場分布及方向圖，如圖3所示。其中：CTS單元內的最大電場強度為1700 V/m，最大電場強度出現在平行平板內，在縫隙處未發現電場集中現象。而傳統縫隙輻射單元內的最大電場強度為3307 V/m，因此CTS單元具有更高的功率容量。同時CTS單元的增益比傳統縫隙單元高1.95 dB。在仿真的過程中還發現，當縫隙寬度在0.1～3.5 mm內變化時，CTS單元的反射系數始終小于-25 dB，因此該天線不需要額外的抵消反射結構。

圖3 CTS輻射單元和傳統縫隙單元的電場和方向圖Fig.3 Electric field and far-field radiation pattern of the CTS radiator unit and traditional slot unit

2.2 天線口面設計

為了得到一個均勻的口面電場分布，各圈縫隙的歸一化等效電阻需要滿足特定的關系。首先建立如圖4所示的圓柱坐標系，在圓柱坐標系內，柱面TEM模可以表示為[13]：

圖4 圓柱坐標系Fig.4 Cylindrical-coordinate system

(1)

(2)

(3)

當天線工作在駐波狀態時，由于經過不同柱面的能量相同，因此有：

-∮s1S1·ds=-∮s2S2·ds

(4)

在上述表達式中，Poynting矢量S1和S2分別為ρ1和ρ2處的能量流密度，記為：

S=E×H

(5)

式(4)可以重寫為：

|Ez1×Hφ1|×2πρ1h=|Ez2×Hφ2|×2πρ2h

(6)

在真空中，波阻抗為η=η0≈377 Ω。 所以式(6)可以簡化為：

(7)

為了得到均勻的口面電場分布，輻射單元的歸一化等效電阻需要滿足：

(8)

為了使能量完全輻射，等效電阻還需滿足：

(9)

結合式(7)～(9)，最終有：

(10)

其中：N為總的圈數；λg為波導波長，這里與自由空間波長相等。當給定輻射單元的中心位置時，對應的歸一化等效電阻可由式(10)計算得到。

當我們選擇膠囊狀縫隙長度l=10 mm時，仿真得到縫隙的歸一化等效電阻與縫隙寬度的關系如圖5所示。經過數值擬合后，得到：

圖5 歸一化電阻隨縫隙寬度變化關系Fig.5 Normalized resistance versus the slot width

r=(-0.86+6.82w+19.03w2-1.35w3+

1.06w4-0.2w5)×10-3

(11)

擬合公式與仿真結果的誤差在0.02%以內，可以用于后續的設計。

當總的縫隙圈數為13、圓柱桿的半徑為8.7 mm時，天線輻射單元的主要參數見表1。

表1 天線輻射單元主要參數

3 天線仿真

當天線輻射單元和天線口面設計完成后，整個天線的最終結構如圖6所示。為了提高天線功率容量，天線內部需要保持高真空狀態，因此在天線上面加入介質天線罩，天線罩的厚度為20.6 mm，介質介電常數為2.343。

圖6 天線最終結構Fig.6 Structure of the antenna

用CST軟件對該天線進行仿真，為了分析加工誤差對天線性能的影響，假設縫隙寬度在理論值的基礎上有-0.05 mm≤Δ≤0.05 mm的誤差，則在每個誤差值下天線的反射系數如圖7所示。由于注入的模式為兩個極化方向垂直的TE11模式，兩個模式的反射系數相同，因此圖中只給出了其中一個分量的反射系數。從圖7中可以看出，在14.13～14.37 GHz的頻帶范圍內，天線的反射系數小于-10 dB，天線的帶寬超過240 MHz。在中心頻點附近，不同加工誤差下，天線的反射系數始終小于-17 dB，在不考慮歐姆損耗的條件下，超過98.3%的能量被輻射出去，說明此范圍內的誤差對于天線的工作性能影響不大。

圖7 天線的反射系數Fig.7 Reflection coefficient of the antenna

圖8給出了不同頻點處天線的方向圖，從圖中可以看出，在中心頻點14.25 GHz處，天線的增益為35.3 dBi，計算得到天線的口徑效率為47%，仿真得到天線的輻射效率超過99%，天線的軸比小于0.1 dB。為了提高天線的口徑效率，可以在徑向線上層波導中加入慢波結構，減小徑向線波導內的波導波長，增加天線口面上縫隙的圈數，從而提高天線的增益。

圖8 天線的仿真方向圖Fig.8 Simulated far-field patterns of the antenna

為了估算天線的功率容量，對天線內部的電場進行了監測，結果如圖9、圖10所示。當注入功率為1 W時，天線內部的最大電場強度為1604 V/m，在縫隙處并未發現明顯的電場集中現象。當天線在高真空狀態下工作時，金屬的表面擊穿電場為100 MV/m[14]，保守計算時取60 MV/m，估計該天線的功率容量可達到 GW量級，能夠滿足目前多數Ku波段高功率微波源的應用需求。

圖10 縫隙處電場Fig.10 Electric field distribution in the slots

圖9 天線的切面電場Fig.9 Electric field distribution in the longitudinal section of the antenna

為了保證天線在實驗中依然具有GW量級功率容量，需要對天線表面進行拋光處理，同時可以在天線口面加一個SF6氣袋，降低介質天線罩的擊穿風險。

4 結論

本文提出并設計了一種可以應用于高頻段高功率微波的輻射天線，通過理論分析和仿真計算相結合的方法對該天線進行了驗證。結果表明：該天線具有較高的功率容量和增益，同時結構緊湊、易于加工，可以作為Ku頻段高功率微波的發射天線。