一種適合低壓大電流輸出的多路交錯(cuò)LLC諧振變換電路

包爾恒

（廣東水利電力職業(yè)技術(shù)學(xué)院，廣東 廣州 510925）

0 引 言

LLC諧振變換器作為DC/DC變換拓?fù)洌c其他如移相全橋、雙管正激、全橋和半橋硬開關(guān)相比，在合理的設(shè)計(jì)條件下具有以下優(yōu)勢(shì)和特點(diǎn)。第一，可以得到較寬的輸出電壓范圍，且?guī)缀跞?fù)載范圍實(shí)現(xiàn)ZVS。在開關(guān)頻率低于諧振頻率時(shí)，開關(guān)管關(guān)斷電流為勵(lì)磁電流，可以通過勵(lì)磁電感量進(jìn)行控制。此外，副邊整流二極管電流自然過零，幾乎沒有反向恢復(fù)。這些特點(diǎn)有利于優(yōu)化效率。第二，額定輸出狀態(tài)可以設(shè)計(jì)在諧振頻率處，而正弦電流波形使開關(guān)頻率的高次諧波分量很小，且工作頻率低于諧振頻率時(shí)，副邊整流二極管幾乎沒有反向恢復(fù)，大大減輕了由此造成的輻射問題，有利于EMI的設(shè)計(jì)。第三，副邊不用體積較大的差模電感進(jìn)行濾波，節(jié)省了體積和成本。

在低壓大電流輸出電源裝置中，采用單一的LLC諧振變換電路，存在輸出端電流脈動(dòng)過大的問題，需要過多的電容來濾除輸出電流脈動(dòng)。過多電容的電路基本上僅是理論可行，一是需要的空間和體積大，成本高；二是因工程上布局布線的空間限制而存在可靠性瓶頸，會(huì)造成最靠近副邊整流管（二極管或同步整流MOSFET）的電解電容過熱，使得可靠性存在很大隱患。

針對(duì)上述問題，本文提出一種采用LLC諧振DC-DC變換，通過多路交錯(cuò)（本文以星型連接方式的原邊LLC電路六路高頻交錯(cuò)，副邊為12路交錯(cuò)的電路結(jié)構(gòu)，輸出20 V/1 000 A為例）的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，可有效解決上述問題，具有高效、高功率密度、低成本以及高可靠性等優(yōu)勢(shì)。

1 電路結(jié)構(gòu)及控制策略

LLC諧振變換器有半橋結(jié)構(gòu)、全橋結(jié)構(gòu)以及三電平結(jié)構(gòu)等，基本工作原理類似。以半橋LLC諧振變換器為例，電路結(jié)構(gòu)如圖1所示，頻率-增益特性如圖2所示（直流增益G*dc=2nM=2nUo/Ui）。

圖1 單相半橋LLC主電路

頻率-增益特性表達(dá)式為[1]：

圖2 LLC諧振變換器頻率-增益特性

式中，Uo為輸出電壓，Ui為輸入電壓，Qs為品質(zhì)因數(shù)，Re為副邊折算到原邊的負(fù)載阻抗，n為原副邊匝比，Po為輸出功率。

對(duì)于交錯(cuò)并聯(lián)LLC諧振變換器，現(xiàn)有很多相關(guān)文獻(xiàn)研究[2-3]。三相星型諧振變換器如圖3所示。

圖3 三相星型交錯(cuò)LLC諧振變換電路

三相星型交錯(cuò)并聯(lián)LLC諧振變換的等效電路，如圖4所示[3]。

根據(jù)三相星型聯(lián)結(jié)電路原理，有：

圖4 星型交錯(cuò)并聯(lián)LLC諧振變換器等效電路

其中，Zk、Zrk及Zmk（k=1、2、3）的計(jì)算表達(dá)式如下：

它的分析方法和三相星型聯(lián)結(jié)電路原理類似[4]，每一相變換等效電路如圖5所示。

圖5 諧振變換器等效電路圖

諧振腔輸入電壓和變壓器副邊電壓為階梯方波，圖6中變壓器原副邊匝比為10:1，幅值分別是輸入電壓Vin和輸出電壓Vo的2/3，臺(tái)階電壓為其峰值的一半。

Vi_FHA和Vo_FHA分別是諧振輸入電壓和變壓器副邊輸出電壓的基波幅值，開關(guān)周期為T，按奇函數(shù)計(jì)算其基波幅值：

圖6 變壓器原副邊電壓波形

所以，諧振腔的增益與輸入和輸出電壓的關(guān)系為：

設(shè)變壓器副邊電流峰值為Irect，它與輸出負(fù)載的關(guān)系為：

變壓器副邊等效負(fù)載電阻為：

根據(jù)變壓器原副邊功率關(guān)系，計(jì)算原邊等效電阻為：

從而可得增益M如式（1）所示（不同之處是這里分子為1）。原邊諧振電流有效值為：

圖7為提出的多路交錯(cuò)并聯(lián)LLC諧振變換電路結(jié)構(gòu)。原邊采用LLC諧振變換電路，共6橋臂，即六路交錯(cuò)，其中分成兩個(gè)星型連接（為了磁性器件的進(jìn)一步小型化和離散化，也可以采用變壓器原邊串、副邊并的方式），副邊采用全波整流方式，從而輸出整流為12路交錯(cuò)。這種多路交錯(cuò)輸出，顯著降低了輸出電流脈動(dòng)。若效率要求不高，可以選用肖特基二極管整流。更高效率要求時(shí)，則可采用MOSFET同步整流。圖7主要是為了驗(yàn)證電路方案對(duì)輸出電流脈動(dòng)的顯著改善，因此采用了二極管整流方式。

圖7 多路交錯(cuò)并聯(lián)的LLC諧振變換電路結(jié)構(gòu)

電路各開關(guān)的驅(qū)動(dòng)控制時(shí)序如下：（1）每一個(gè)星型連接的3橋臂，其驅(qū)動(dòng)信號(hào)相位相差120°；（2）兩個(gè)不同的星型連接，其驅(qū)動(dòng)信號(hào)相位相差30°；（3）每一橋臂上下管驅(qū)動(dòng)信號(hào)互補(bǔ)。

2 仿真研究

2.1 單路LLC諧振變換器輸出電流紋波

下面以如圖8所示的單路全橋LLC諧振變換器的輸出電流紋波為例進(jìn)行仿真分析。電路參數(shù)：輸入400 V DC，輸出20 V DC/1 000 A。仿真模型參數(shù)：Lr=22 μH，Lm=180 μH，Cr=117 nF，n=20（變壓器原副邊變比20:1:1）。輸出電壓電流仿真效果如圖9所示。

圖8 單路全橋LLC諧振變換器

圖9 輸出電流電壓仿真效果圖

從圖9可以看出，輸出脈動(dòng)電流變化幅值約1 500 A，脈動(dòng)電流很大，需要的輸出濾波電容容量和數(shù)量甚多，從體積、成本和可靠性考慮均不合適。

2.2 多路交錯(cuò)并聯(lián)LLC輸出電流紋波

以單極性輸入電壓為例（輸入電壓也可以為正負(fù)電壓的方式，如目前三相交流輸入時(shí)直流母線常見的±400 V的方式，電路各開關(guān)的驅(qū)動(dòng)控制時(shí)序不變），輸入為+400 V DC時(shí)，原邊6個(gè)橋臂都接在400 V DC和地電位之間，6個(gè)橋臂上、下管驅(qū)動(dòng)互補(bǔ)，構(gòu)成星型連接的3個(gè)橋臂驅(qū)動(dòng)依次相差120°相位。對(duì)圖7多路交錯(cuò)并聯(lián)的LLC電路進(jìn)行仿真，仿真模型參數(shù)設(shè)置如下：Lr=22 μH，Lm=180 μH，Cr=117 nF，n=10:1（變壓器原副邊變比10:1:1）。

輸入為400 V DC、輸出20 V DC/1 000 A條件下，圖10為輸出電流脈動(dòng)仿真效果局部顯示圖。

圖10 輸出電流脈動(dòng)仿真局部圖

從圖10可以看出：輸出脈動(dòng)電流變化幅值不到40 A，脈動(dòng)電流很小，大大減小了需要的輸出濾波電容容量和數(shù)量，使得體積和成本顯著減少，基本不存在因布局布線空間過大引入的可靠性隱患。

基于上述電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，選擇較低損耗的變壓器磁芯、原邊MOSFET和同步整流MOSFET，理論估算轉(zhuǎn)換效率可以達(dá)到99%及以上，同時(shí)解決了目前輸出低壓大電流電源的技術(shù)瓶頸。該電路在控制上需采用數(shù)字控制技術(shù)，并采用合適的數(shù)字信號(hào)處理芯片，可實(shí)現(xiàn)靈活控制，具有高效、高功率密度以及低成本等優(yōu)勢(shì)，并有利于實(shí)現(xiàn)批量產(chǎn)品化。

3 結(jié) 論

在低壓大電流輸出電源裝置中，傳統(tǒng)的移相全橋電路和單一LLC諧振變換器各有其難以克服的缺陷。采用提出的多路交錯(cuò)LLC諧振變換電路，可以大大降低輸出電流脈動(dòng)，減小輸出濾波電容的容量和數(shù)量，提高電路的可靠性和功率密度，從而解決將LLC諧振變換電路應(yīng)用于低壓大電流輸出時(shí)的技術(shù)瓶頸，大大提高變換效率、功率密度和可靠性。