基于時域變換的多路徑干擾檢測技術研究

李晨陽，劉洪艷,2，關 瑩，徐曉波，高 宗

（1.北京航天長征飛行器研究所，北京，100076；2.試驗物理與計算數學國家級重點實驗室，北京，100076）

0 引 言

再入飛行器艙內微波測距系統的信號傳輸鏈路難以避免微波泄漏時，會在艙內形成多路徑反射微波干擾信號[1]。由于干擾信號與發射機本振信號具有相同的信號特征，當干擾信號的強度達到甚至超過接收機信號處理電路門限時，微波測距系統便會產生性能下降乃至失效。開展基于時域變換的多路徑干擾檢測技術研究，可以識別信號傳輸鏈路中的多路徑干擾并對其強度進行定量分析，便于制定有效地干擾抑制措施。

1 多路徑干擾的形成與影響

電磁干擾[2]故障包括3 個方面，分別為干擾源、敏感體和干擾路徑。再入飛行器微波測距系統的電磁干擾故障敏感體為收發處理裝置，干擾源應為系統所泄漏出的微波信號。泄漏源分析如圖1 所示。

圖1 微波測距系統泄漏源分析示意Fig.1 Analysis of Leakage Source of Microwave Ranging System

干擾路徑一般可分為前門耦合（指通過天線進行耦合）和后門耦合（指通過線纜、屏蔽體孔縫進行耦合）[3]。一般情況下，射頻電纜、連接器的屏蔽效能都在100 dB 以上，而屏蔽體的導電不連續性（即屏蔽體上存在的孔洞、縫隙）則會導致屏蔽效能的降低。通常認為，在高頻時，屏蔽效能主要取決于產品殼體上或天線安裝口面處的孔洞和縫隙的大小。當微波入射到屏蔽體上時，會在屏蔽體上感應出電流。如果屏蔽體上有導電不連續點，例如：一個縫隙，就會在縫隙邊緣形成電壓，于是就形成了一個電偶極子天線，當N個尺寸相同的孔縫排列在一起，并且相距很近時，孔縫陣列的屏蔽效能會大大下降（理論數值為10×logN）。孔縫泄漏原理示意如圖2 所示。

圖2 孔縫泄漏原理示意Fig.2 Schematic Diagram of Hole Leakage Principle

圖3 為使用“波門等代法”的微波脈沖測距系統。

圖3 等待波門原理示意Fig.3 Schematic Diagram of Waiting Wave Gate Principle

被目標反射回來的脈沖信號前沿與發射脈沖前沿之間的延遲時間為 tR[4]，則被測距離為

式中 C 為光速。

泄漏出的微波信號在儀器艙內表面多次反射，并再次通過泄漏位置（可能非同點）耦合進入射頻鏈路，當其時序進入收發處理裝置的等待波門且能量足夠時便會形成欺騙性距離信息進而誘發測距異常。

對于利用多普勒效應的微波探測系統，艙內外微波信號雖存在相位差，但如果多路徑干擾信號的強度足夠時會嚴重降低收發處理裝置的信噪比，使得有效信號被自動增益控制電路壓制而無法識別，同樣會誘發系統工作異常。

2 基于時域變換的多路徑干擾檢測技術

采用高隔離度脈沖幅度調制技術，即脈寬外微波信號的直接耦合必須低于接收到的最低弱信號。為保證接收機具有較大的動態范圍，一方面利用功率放大器對發射信號功率進行放大，另一方面接收端增加低噪聲放大器，以實現對小功率回波信號的準確接收。對于天線接收到的射頻回波信號，進行下變頻處理，頻域信號既包含有效回波信號同時也存在多路徑反射信號和無效信號等干擾。采用線性調頻Z 變換（Chirp Z Transform，CZT）和時域門選通實現對無效干擾信號的抑制，即利用時域窗函數對時域信號進行濾波處理，時域變換及選通流程如圖4 所示。

圖4 時域變換流程Fig.4 Time Domain Transformation Process

從時域選通后的X1(zk)可以獲取有效反射信號時間差Δt，即發射信號與接收信號的時間差，則其位置變化可表示為

式中 Vp為速度分量。

多路徑干擾檢測方案如圖5 所示。

圖5 多路徑干擾檢測方案Fig.5 Block Diagram of Multipath Interference Detection Scheme

考慮到測試動態范圍較寬，避免接受回波信號低于噪聲，在頻率源與脈沖調制器之間加入濾波器和功率放大器，以增大發射信號功率。在不考慮天線增益的情況下，高隔離度脈沖調制器和定向耦合器決定了測試動態范圍，其脈寬外泄露信號+定向耦合器隔離度-耦合度即為最小可接收信號。對回波信號進行下變頻處理，增加限幅器保護后續器件，防止接收信號功率過高造成損壞（若接收信號功率很低，可利用低噪聲放大器進行功率放大）。檢波器和AD 采樣將模擬信號轉變為數字信號，在CPU 中進行處理分析計算。頻率源、脈沖調制器、采樣等組件都由CPU 中內部通過軟件控制并實現具體功能。

3 技術核心

多路徑干擾檢測信號分析如圖6 所示，其技術核心在于大動態范圍下的時域門選通技術。

圖6 信號分析流向Fig.6 Signal Analysis Flow Direction

根據線性調頻Z 變換的反變換首先對有效回波信號的頻域到時域的轉換，然后再進行時域門選通處理。

列長為N 的有限長序列x(n)的Z 變換為

在z 平面一段螺旋線上等角度采樣，采樣點為zk= AW-k, k = 0,1,2,… , M-1。其中，M 為要分析的復頻譜的點數，且M 不一定等于N。A 和W 可以是任一復數，分別表示為

因此，

則頻域序列為

其中，

其反變換類似。

對于需要抑制的干擾信號，在時域范圍內添加Kaiser-Bessel 窗函數進行濾除，其表達式如下所示：

式中 I0為第 1 類變形貝塞爾函數，β 為Kaiser 窗因子，控制窗函數的形狀；K 為時域濾波點數。

4 仿真分析

4.1 隔離度仿真分析

為獲取反射信號，脈寬內微波信號的直接耦合必須低于接收到的最低弱信號，通過高隔離度脈沖調制器和定向耦合器實現對泄露信號的抑制。設置電偶極子和磁偶極子輻射源，模擬多路路徑反射，并調整源的極化方向和輻射方向調整背景反射率。對相同輸入功率（0 dBm）下和不同隔離度下信號檢測效果進行仿真分析。低隔離度脈沖調制信號脈寬內外信號功率變化如圖7 所示，其脈寬內信號功率為0 dBm，脈寬外泄露信號功率為-107 dBm。

圖7 低隔離度下脈寬內外信號功率Fig.7 Internal and External Signal Power of Pulse Width under Low Isolation

低隔離度下信號檢測效果如圖8 所示，假定接收回波信號功率為-120 dBm，由于脈寬外泄露信號耦合至接收端，提高了接收端信號噪聲（-115 dBm 左右），導致接收回波信號完全淹沒在噪聲中。

圖8 低隔離度下信號檢測效果Fig.8 Signal Detection Effect under Low Isolation

當提高脈沖調制器或定向耦合器的隔離度至32 dB，即將脈寬外泄露信號功率抑制到-139 dBm，如圖9 所示。檢測效果如圖10 所示，從圖10 中可以看出，接收端信號噪聲為-145 dBm 左右，可準確檢測到脈沖回波信號為-120 dBm。

圖9 高隔離度下脈寬內外信號功率Fig.9 Internal and External Signal Power of Pulse Width under High Isolation

圖10 高隔離度下信號檢測效果Fig.10 Signal Detection Effect under High Isolation

4.2 多路徑干擾信號檢測仿真分析

模擬微波系統腔內的多路徑反射信號時域變換，理想情況下的回波信號時域變換如圖11 所示，根據測試原理可以準確計算出回波信號源距離。

圖11 理想情況下回波信號Fig.11 Ideal Echo Signal

引入多路徑反射信號（見圖12）之后的信號變化如圖13 所示，干擾信號1、2、3 與目標回波信號基本重疊，干擾信號4 介于兩個目標信號之間。

圖12 多路徑干擾Fig.12 Multipath Interference

圖13 模擬真實環境下目標回波信號和多路徑干擾信號Fig.13 Simulation of Target Echo Signal and Multipath Interference Signal in Real Environment

根據測試原理，通過獲取回波信號時間差來計算回波信號源距離，但是對于干擾4 如果不通過時域選通濾除干擾，則無法判斷是否為有效回波信號源，因此多路徑干擾會對目標回波信號造成影響。為有效地濾除干擾信號，需要通過近距離全反射或自由空間下獲取反射干擾信號時域數據點，通過時域門選通有針對性濾除干擾信號，獲得回波信號源的真實反射信號。

5 結束語

采用微波開關級聯的方式實現高隔離度脈沖調制，并結合定向耦合器代替高隔離度定向耦合器，可以降低信號接收端噪聲，有效提高測試動態范圍（約130 dB）。通過理論分析和仿真驗證，該測試方法在理論上完全可以實現，并且可以從理論上濾除多路徑干擾信號，準確計算出回波信號源的距離。