一種新型共口徑寬頻比雙頻天線的方案研究

方華晨

（西安電子科技大學，西安 100053）

隨著無線網絡通訊的發展，未來十年無線網絡數據將會出現大規模地增長，大量學者開始將研究中心轉移到下一代無線網絡通訊，即5G 通訊上。5G 通訊主要包括兩個相關頻段：sub-6 GHz 與毫米波頻段。由于發展速度較快，sub-6 GHz 的可用頻段大大減少，于是限制了數據傳輸的能力。而毫米波頻段有大量的頻譜資源來實現數據的快速傳輸。因此，設計出可以同時工作在sub-6 GHz 和毫米波頻段的終端天線就成為未來研究的重點之一。由于尺寸的限制，新型雙頻天線需要較高的尺寸利用率使之可以同時工作在sub-6 GHz 和毫米波頻段。除此以外，高頻和低頻諧振頻率的比值越高，高低頻諧振波長相差越大，二者尺寸差異越大，雙頻天線越難設計，對于拓撲結構的天線，高低頻率比值通常小于3，如文獻[1-6]。所以雙頻天線的設計需要采取巧妙的結構，使雙頻天線實現寬頻比。

1 高頻天線的設計

1.1 微帶三次模天線的設計

諧振頻率24 GHz 的微帶天線輻射單元尺寸遠小于諧振頻率5.2 GHz 的微帶天線，高低頻尺寸相差過大，會給低頻部分的設計帶來挑戰。故使高頻單元工作在3 次模，增大高頻尺寸，解決了由于高低頻天線尺寸差異過大帶來的影響。微帶三次模天線的輻射單元應為長條狀，選擇輻射單元寬度W 為11.9 mm，長度L 為7 mm。為了更好地激勵三次模，將饋電點在y 軸方向上進行一點偏移，可以更好的觀察到TM03 模。

為改善高頻天線阻抗匹配情況，對偏移量Yp，Xp進行優化。分別保持Xp和Yp的值不變，將Yp的值從0.8 mm 增大到1.2 mm，Xp的值從1.9 mm增加到2.2 mm，當Yp=1 mm，Xp=2.1 mm 時諧振情況最好，中心諧振頻率為24 GHz，帶寬為4%（23.5 ～24.4 GHz）。

1.2 微帶網格天線的設計

得到微帶三次模天線的帶寬僅為5%，為提升高頻天線帶寬，將高頻部分換成如圖1 所示的微帶網格天線。微帶網格天線沿x方向的孔數為Nx，沿y方向的孔數為Ny，網孔沿x方向每條邊為dl，沿y方向每條邊長為dw，網格線寬為c，輻射單元所占面積可由給出[7]。對于微帶網格天線來說，天線的帶寬隨著矩形孔尺寸的增大和網格線寬度的減小而增大，即網格天線輻射單元所占比越低，帶寬越大。

圖1 微帶網格天線Fig.1 Micro-strip grid antenna

微帶網格天線的諧振頻率與微帶天線相比會隨著輻射單元所占比的減小而減小。同樣的中心諧振頻率，微帶網格天線的尺寸比微帶天線更小。為了將微帶網格天線的中心諧振頻率調節為24 GHz，應減小網格的尺寸，最終取網格寬為11.7 mm，網格長為6.8 mm。

網格天線的輸入阻抗比微帶天線更高，因此饋電點的位置應更加靠近中心。由于網格微帶天線存在大量的空隙，對饋電點的位置存在很大的限制。當Nx=5，Ny=5 時，網格寬度dw，網格長度dl和網格線寬c之間應滿足下式：

可以得到一組數據dl=0.64 mm，c=0.6 mm，dw=1.62 mm。此時Yp=1 mm，饋電線位于一條沿L方向的網格線上，可隨意調節饋電點在x方向的偏移量Xp，饋電位置不會正對著網孔。

為改善匹配情況，對饋電點x方向的偏移量Xp進行優化，取Xp的值為1.8 ～2.4 mm，當Xp為2.5 mm 時，匹配情況最好。最終的諧振情況如圖2 所示，中心諧振頻率24.2 GHz。帶寬為5.4%（23.6 ～24.9 GHz）。相比于微帶天線來說，帶寬增加1.4%（400 MHz），實現了帶寬的擴展。最終高頻天線的尺寸如表1 所示。高頻部分的輻射方向圖如圖3 所示。

圖2 Xp=2.5 mm時的諧振情況Fig.2 Resonance in Xp=2.5 mm

表1 高頻天線幾何參數Tab.1 Geometrical parameters of high-frequency antenna mm

圖3 天線輻射方向圖Fig.3 Diagram of antenna radiation pattern

2 低頻天線的設計

2.1 基本天線結構

低頻結構如圖4 所示，輻射單元由4×4 個矩形貼片組成。矩形單元搭建在相對介電常數為 εr1，厚度為h1的介質層上。每個矩形單元的長為L，寬為W，輻射單元均勻地分布在x 方向與y 方向上，兩個相鄰單元的間隔為g。采用縫隙饋電，由開在地板中心的微帶耦合縫隙饋電，饋電結構建立在相對介電常數εr2的介質層上，厚度h2。饋電縫隙沿y軸分布，長為ls，寬為ws，饋電介質層在地板下方，50 Ω 微帶饋電線在饋電介質層的下方，寬為wm。在微帶饋電線的尾端加上長為lm的匹配枝節，以滿足阻抗匹配，lm的大小約為對應中心諧振波長的四分之一。這種微帶結構天線的諧振長度僅與垂直于縫隙方向輻射單元的長度有關，沿縫隙方向上輻射單元的長度對諧振長度的影響很小[8]。對于縫隙饋電來說，需要調節縫隙與饋電線尺寸以改善阻抗匹配的情況。主要影響匹配的參數有縫隙的長度ls，縫隙寬度ws和匹配枝節長度lm。

為實現共口徑工作，低頻介質層厚度應與高頻介質層厚度一致。此時低頻介質層厚度遠小于輻射單元的尺寸，會影響天線輻射特性，天線的諧振與輻射會受到嚴重的損耗。為改善天線諧振情況，將縫隙擴大到31.5 mm，大小約為（其中 λL為低頻波長， fL為低頻諧振頻率），從而引入了縫隙模式，下半部分可以看作微帶窄縫天線，可以通過縫隙將能量輻射出去，增大了低頻部分的輻射效率。

2.2 縫隙模式與貼片模式的結合

圖4 新型低剖面微帶天線結構圖Fig.4 Structure diagram of novel low profile micro-strip antenna

擴大縫隙后，對于上文提到的微帶結構而言，導致阻抗失配，可以通過調整ws，lm，wm來改善阻抗匹配的情況，調節后的尺寸為ws=3 mm，wm=3 mm，lm=12 mm。得到的S11 參數圖如圖5 所示，中心諧振頻率為5.2 GHz，帶寬為7.8%(4.97 ～5.38 GHz)。中心諧振頻率上最高增益為4.22 dB。輻射方向圖的仿真結果如圖6 所示，從輻射方向圖可以看出，天線輻射方向圖類似于縫隙天線的形狀，但是前向輻射幅度為4.97 dB，后向輻射幅度為-2.15 dB，前向輻射遠大于后向輻射，說明天線主要輻射方向在天頂方向，進而證明低頻天線主要工作在縫隙模式，貼片模式起輔助作用。低頻天線的所有尺寸如表2 所示。

圖5 低頻天線反射系數仿真結果圖Fig.5 Diagram for the simulated results of

圖6 輻射方向圖Fig.6 Radiation pattern diagram

表2 低頻天線幾何參數Tab.2 Geometrical parameters of high-frequency antenna mm

3 雙頻天線的設計

3.1 高頻天線與低頻天線的結合

為使天線同時工作在5.2 GHz 和24 GHz，將低頻部分的外層輻射單元替換成上文提到的微帶網格三次模天線，實現了雙頻工作，高頻與低頻諧振頻率之比為4.6，滿足寬頻比的要求。

高頻輻射單元與低頻輻射單元垂直于縫隙方向的尺寸相同，因此x方向輻射單元個數為4。由于沿縫隙方向不是諧振方向，沿縫隙方向的尺寸對低頻輻射影響不大，為減小天線尺寸與高頻輻射單元個數，y方向輻射單元個數為6。雙頻天線最終如圖7 所示（圖中數字代表端口標號）。參考地上的縫隙會影響高頻的輻射和性能，因此高頻部分的饋電應該避開低頻部分的空隙，僅將外層輻射單元設置為高頻輻射單元，內層輻射單元選用矩形貼片。

圖7 雙頻天線結構示意圖Fig.7 Schematic diagram for the structure of dual-band antenna

輻射單元的間距g會同時影響高頻與低頻的輻射，若g過小，高頻輻射單元對相鄰輻射單元的輻射產生影響，影響高頻部分的性能。若g過大，低頻部分幾個輻射單元之間的耦合減小，會影響低頻的性能。綜合以上兩個條件，輻射單元間隔g最終選為1.2 mm，滿足低頻與高頻的要求。天線的最終尺寸如表3 所示。

表3 雙頻天線幾何參數Tab.3 Geometrical parameters of dual-band antenna mm

3.2 仿真結果

3.2.1 反射系數

用仿真軟件HFSS 搭建上述模型，得到相應的仿真結果。低頻部分反射系數的仿真結果圖如圖8所示，中心諧振頻率為5.2 GHz，帶寬為7.5%(5.0～5.39 GHz)。中心諧振頻率上的最高增益為4.27 dB，阻抗帶寬內增益均高于4 dB。與低頻部分獨立的仿真相比，中心諧振頻率沒有出現偏差，說明網格結構對低頻輻射的諧振頻率沒有影響。阻抗帶寬減小0.3%（0.02 GHz），誤差在可接受范圍內。

高頻的反射系數仿真結果如圖9 所示，誤差在可接受范圍內。從自反射系數的結果圖可以看出，與單獨的高頻天線相比，偏差較大的是輻射單元2，8，9，10，11，12 和17。說明兩側不對稱的相鄰輻射單元和上下的相鄰輻射單元對中心位置的輻射單元反射系數影響較大。

3.2.2 輻射特性

在低頻5.2 GHz 左右，仿真的輻射結果如圖10 所示。最大輻射方向在天頂方向，幅度為4.59 dB，后項輻射的幅度為-1.14 dB。上方的輻射強度遠大于下方，說明低頻部分是貼片模式和縫隙模式同時工作，縫隙模式占主要模式，而貼片模式起輔助作用。貼片模式輻射效率低是由于介質層厚度過小所帶來的影響，仿真結果與單獨低頻部分的結果相似，誤差在可接受范圍內。

圖8 低頻部分反射系數仿真結果圖Fig.8 Diagram for the simulated results of reflection coefficient of low-frequency parts

圖9 高頻部分反射系數仿真結果圖Fig.9 Diagram for the simulated results of reflection coefficient of high-frequency parts

在高頻24 GHz 左右，16 個輻射單元作為整體的輻射結果如圖11 所示。可以看出，高頻的輻射方向圖在x 方向上有7 個波瓣，輻射強度分別為-1.41 dB，5.70 dB，8.21 dB，17.32 dB，5.47 dB，-0.13 dB，-1.88 dB。在y 方向上有7 個波瓣，輻射強度 分 別 為14.83 dB，11.63 dB，9.37 dB，17.32 dB，11.14 dB，7.65 dB，15.06 dB。最大輻射方向在天頂方向，輻射強度為17.32 dB。

圖10 低頻部分輻射方向圖Fig.10 Diagram for the radiation pattern of low-frequency parts

圖11 高頻部分輻射方向圖Fig.11 Diagram for the radiation pattern of high-frequency parts

4 結束語

通過引入微帶三次模天線，減小了高頻天線與低頻天線尺寸的差異實現了寬頻比。高頻輻射單元和低頻輻射單元在同一口徑面上，將二者結合起來，實現了結構復用，減小了雙頻天線的尺寸，并通過引入縫隙模式解決了介質層厚度的影響。將高頻輻射單元設計成網格的形式，使得高頻部分帶寬增加400 MHz。高頻部分帶寬均在0.9 GHz 左右，最低帶寬為0.8 GHz，最高帶寬為1.06 GHz，最高增益4.27 dB；低頻部分帶寬為7.5%，最高增益35.56 dB。該雙頻天線可同時工作在sub-6 GHz頻段和毫米波頻段，為5G 通訊提供了新的可能。