深空雙質量塊無拖曳衛星H∞魯棒控制器設計

馬浩君，韓 鵬，高 東，鄭建華

(1.中國科學院 國家空間科學中心，北京 100190； 2.中國科學院大學，北京 100049)

無拖曳衛星采用位于星體內部的質量塊作為理想的寧靜參考源，通過測量質量塊與衛星之間的狀態偏差實現衛星的超高精度控制[1-2].由于幾乎消除了作用在質量塊上的外部非保守力擾動，無拖曳控制技術逐漸成為地球重力場測量、空間引力波探測等超高精度空間科學衛星的首選方案[3].

質量塊是保證衛星實現超穩超靜的關鍵部件[4].對于多質量塊無拖曳衛星，由于質量塊總自由度數遠多于衛星的自由度數[5]，使得多質量塊無拖曳衛星的控制策略更為復雜.無拖曳控制器是實現無拖曳衛星極低的殘余加速度要求的基礎.對于執行深空任務的無拖曳衛星，因為空間環境較近地更為干凈，其殘余加速度要求也更為嚴格[6].例如對運行在日地L1點的LISA Pathfinder衛星，殘余加速度要求為30×10-15m·s-2·Hz-1/2[7].而在如LISA、太極計劃等空間引力波探測任務中，殘余加速度要求達到前所未有的3×10-15m·s-2·Hz-1/2[8].這給控制器的設計帶來了極大挑戰，也是目前深空探測無拖曳衛星的研究重點.

深空探測無拖曳衛星一般用于超高精度的空間科學任務，例如空間引力波探測任務，通常包含多個質量塊，模型復雜且控制難度大.文獻[9]基于魯棒控制設計了LISA Pathfinder衛星的無拖曳與姿態控制系統(drag-free and attitude control system, DFACS)，在軌運行結果表明控制器具有充足的穩定裕度和良好的抗干擾能力.文獻[10]則基于PID控制的原理設計了LISA Pathfinder衛星的干擾抑制系統(disturbance reduction system, DRS).該方案需要分別調試15個控制回路的PID控制參數以及高階衰減濾波器，且難以有效利用頻域信息.文獻[11]介紹了在頻域利用定量反饋理論(quantitative feedback theory, QFT)設計LISA Pathfinder構型衛星無拖曳控制系統的方法.該方法利用QFT技術調節控制器參數從而實現性能與穩定性之間的平衡.文獻[12]則利用自抗擾控制技術(active disturbance rejection control, ADRC)設計了相同構型衛星的無拖曳與懸浮控制器，控制器階數較低，但需要調節的參數較多，且噪聲抑制能力在部分回路較弱.

由于無拖曳衛星的各項控制指標均在頻域給出，基于頻域的控制器設計方法可以充分利用各項性能指標，從而高效率地設計出符合要求的無拖曳控制器.基于H∞范數的H∞控制理論一直在魯棒控制中占據重要地位，具有魯棒性以及抗干擾能力強的優點[13].此外，H∞控制器可以在頻域中進行設計，物理意義明確，很適合用于無拖曳衛星的控制器設計.因此，本文通過在頻域推導的一系列靈敏度函數與補靈敏度函數約束，基于H∞魯棒控制理論提出了一種無拖曳控制系統的快速設計方法，避免了經驗試湊，大大降低了設計的復雜度.首先，本文考慮深空環境下的雙質量塊無拖曳衛星，將控制系統劃分為3個控制回路，并制定了各回路的解耦與控制策略；再基于衛星的頻域科學指標與擾動和噪聲的頻譜模型構建了每個回路的靈敏度函數與補靈敏度函數設計約束，避免了混合靈敏度問題中加權函數陣難以選取的缺點，從而快速且準確地設計出既具有魯棒穩定性又符合抗干擾要求的無拖曳與姿態控制系統；最后的仿真結果證明了所提出的設計方法的有效性.

1 雙質量塊無拖曳衛星動力學模型

圖1展示了本文研究的無拖曳衛星的構型示意圖.衛星內含有兩個測試質量塊，左側為TM1，右側為TM2.慣性傳感器將質量塊與外界隔離，用于測量質量塊相對于衛星的位置和姿態，同時還作為驅動質量塊的執行機構.衛星(除兩個質量塊以外部分，下同)上裝配有微推力器和星敏感器，分別用于驅動衛星跟隨質量塊運動以及測量衛星的姿態.

衛星運行在黃道面內的日心圓軌道上，軌道半徑為1 AU.科學模式下，衛星本體系的Z軸指向太陽，保持對日定向的姿態.

圖1 雙質量塊無拖曳衛星布局示意

參照LISA Pathfinder任務，兩質量塊之間連線為激光干涉鏈路，即敏感軸方向.總的科學指標要求為在測量頻段1 mHz≤f≤30 mHz上，沿TM1的x1軸方向的殘余加速度為

1.1 雙質量塊無拖曳衛星動力學建模

引力波探測等科學任務對超穩超靜的要求，決定了衛星工作時不能使用太陽能帆板以及反作用飛輪、陀螺等運動機構.此外，衛星的溫控精度極高，可以忽略熱膨脹影響.因此可以使用剛體動力學理論來對衛星進行建模.圖2以單個質量塊為例，對建模過程中使用到的坐標系和向量進行了說明.

1.1.1 軌道與姿態動力學模型

根據牛頓第二定律，衛星和質量塊在日心慣性系下的運動方程為：

(1)

圖2 坐標系與向量示意

由歐拉動力學方程，在衛星和質量塊的本體系下有：

(2)

式中：IB、IM1、IM2分別為衛星、質量塊1和質量塊2的轉動慣量；MSP、MT、MN_T分別為太陽光壓力矩、微推力器的控制力矩以及推力矩噪聲；MH1_M1、MH2_M2、MN_H1、MN_H2分別為電極籠子施加給質量塊的靜電控制力矩以及噪聲；MMu_M1、MMu_M2分別為靜電控制力對衛星的反作用力引起的力矩；MM1-B=-MB-M1、MM2-B=-MB-M2為質量塊與衛星之間的耦合；MDIS_B、MDIS_M1、MDIS_M2為衛星和質量塊受到的其他直接擾動力矩.

1.1.2 相對運動學模型

無拖曳衛星的慣性傳感器一般固連在衛星上，因此慣性傳感器相對于衛星的角速度ωH=0.以其中一個質量塊為例，其絕對角速度在慣性系下可以表示為

(3)

式中：ωB為衛星相對于慣性系的角速度在衛星本體系下的表示；ωM為質量塊相對于慣性傳感器的角速度在質量塊本體系下的表示；TXY為坐標系Y到X的坐標變換矩陣.再利用坐標變化，得到質量塊絕對角速度在質量塊本體系下的表示

(4)

然后，分別對式(3)和(4)求導得到

(5)

(6)

由圖2所示的幾何關系，可以得到質量塊在慣性系下的位置表示

(7)

對式(7)在慣性系下求導，分別得到質量塊相對于慣性系的速度以及加速度

(8)

(9)

將式(3)～(9)分別代入式(1)和式(2)對應項中，并加以整理即可完成雙質量塊無拖曳衛星動力學模型的建立，如式(10)所示：

(10)

上述動力學模型建立方法具有通用性.對于不同構型的無拖曳衛星僅需改變質量塊個數以及相應的坐標變換矩陣.

1.2 動力學方程線性化

質量塊相對于衛星的姿態運動為小量，則有

式中,E3×3為三維單位陣.

無拖曳與姿態控制系統涉及到的動力學模型包括衛星的姿態運動以及質量塊的相對運動.因此，結合上述近似并且忽略狀態變量的二階小項，可以將式(10)所示的非線性模型簡化為如下形式：

(11)

其中,

(12)

(13)

2 雙質量塊無拖曳衛星控制策略設計

2.1 無拖曳與懸浮控制自由度選擇

由于衛星只有6個自由度，根據無拖曳技術的原理，衛星最多能實現6個方向的無拖曳控制.因此，對于存在多個質量塊的無拖曳衛星，在設計控制器之前，首先要確定無拖曳控制自由度以及懸浮控制自由度.

本研究中設計TM1為完全無拖曳控制，TM2為完全靜電懸浮控制.因此可定義如式(14)所示的選擇矩陣，將控制系統劃分為衛星姿態控制回路、無拖曳控制回路以及靜電懸浮控制回路.

(14)

從而得到無拖曳控制坐標和懸浮控制坐標

(15)

再將式(11)中的各外力和外力矩作用展開，可以得到3個控制回路的動力學模型：

(16)

式中：uTHR、uESDF、uESSUS分別為微推進器對衛星的推力加速度以及無拖曳和懸浮控制自由度上的靜電控制加速度；nTHR、nESDF、nESSUS分別為微推進器噪聲、無拖曳和懸浮控制自由度上的電容噪聲；dB、dDF、dSUS分別為衛星、無拖曳和懸浮控制自由度上受到其他擾動加速度；-ki·xi為衛星和質量塊之間的耦合加速度且ki<0[14].

2.2 動力學解耦

從式(16)可以看出，無拖曳控制回路的6個自由度之間互相耦合.對于雙質量塊無拖曳衛星，由于輸入數量遠多于控制量，無法采取傳統的解耦控制方式.因此，采用輸入解耦的方式，定義如下關系

(17)

則式(16)可以重新整理為

(18)

從而實現了無拖曳回路上的解耦.再對上式進行拉式變換有

(19)

2.3 反饋控制策略

從式(19)中可以看到，無拖曳控制與衛星姿態控制共有9個自由度，而微推力器只能提供6個方向的控制.若兩個控制回路均采用微推力器作為執行機構，則會造成低頻時無拖曳控制器與姿態控制器的沖突.對此，文獻[15]設計了式(20)所示的反饋控制器結構

(20)

該反饋控制結構可以解釋為：

1)無拖曳控制器CDF通過微推力器反饋控制無拖曳自由度；

2)靜電懸浮控制器CSUS通過懸浮自由度上的靜電驅動裝置反饋控制懸浮自由度；

3)姿態控制器CATT通過無拖曳自由度上的靜電驅動裝置控制TM1的姿態，再通過無拖曳控制回路間接實現對衛星姿態的控制.

至此，整個衛星的控制系統劃分為了質量塊的無拖曳控制回路和懸浮控制回路以及衛星的姿態控制回路，共包含15個解耦的閉環回路.對該閉環模型具有如下說明：

1)無拖曳回路由6個解耦的無阻尼二階系統構成，完全由微推進系統控制；懸浮控制回路完全由相應自由度上的靜電驅動裝置實現閉環控制；

2)衛星的姿態控制回路則以TM1自由度上的靜電驅動器為執行機構.當星敏感器測量到衛星的姿態偏差時，誤差信號反饋給姿態控制器，通過靜電驅動裝置輸出靜電力直接控制TM1的姿態.隨后無拖曳控制回路再實現衛星對TM1的跟蹤，從而間接實現了衛星的姿態控制；

3)由于姿態控制器的輸出會直接作用在處于無拖曳狀態的TM1上，因此必須保證姿態控制器的帶寬遠低于無拖曳控制器的帶寬.這樣既保證了敏感軸在測量帶寬上的信號讀出不受影響，又在頻域上實現了無拖曳控制與姿態控制的解耦.

2.4 擾動與噪聲的頻譜模型

根據文獻[16]，對于深空任務的無拖曳衛星，衛星受到的擾動主要是微推進器的噪聲和太陽光壓.質量塊則受到多種直接擾動，本文只考慮其中的主導項，包括衛星與質量塊之間的耦合以及慣性傳感器的驅動噪聲.此外還考慮了各測量機構的測量噪聲.

圖3 閉環回路示意

(21)

將單位白噪聲通過低通濾波器，可以對上述擾動與噪聲的頻域特性進行建模.為使本文研究更具有實際意義，參考目前最先進的無拖曳衛星LISA Pathfinder任務公開的噪聲水平，給出了各擾動與噪聲的幅值譜密度.

慣性傳感器各軸的測量噪聲見圖4.星敏感器測量噪聲的幅值譜密度為1×10-4rad·Hz-1/2，在頻譜圖中為一條直線，不在這里給出.

圖4 慣性傳感器各軸的測量噪聲

質量塊各軸受到的靜電驅動噪聲見圖5.微推力器推力噪聲的頻域特性見圖6.衛星受到的太陽光壓波動力的頻域特性見圖7，其常值分量假設已被微推力器的常值輸出抵消.

3 性能指標與控制約束設計

3.1 控制性能指標

為設計出符合無拖曳水平要求的控制系統，需要將總殘余加速度指標分解為對質量塊各軸的性能指標要求[9-10]，見表1.

同時，在測量頻段以下(f≤1 mHz)，對于質量塊的平動最大值約束為Xmax≤±10 μm；轉動的最大值約束分別為Xmax≤±1 mrad.

因此，無拖曳與姿態控制系統設計的目標是使所設計的15個自由度上的控制器能夠抑制各類擾動與噪聲的作用，達到上述控制性能指標要求.

圖5 質量塊各軸受到的力和力矩噪聲

圖6 微推力器噪聲模型

圖7 太陽光壓噪聲模型

表1 測量頻段內的頻譜性能指標

3.2 控制器約束設計

對于單輸入單輸出(single-input single-output,SISO)系統，靈敏度函數S(s)與補靈敏度函數T(s)的定義如式(22)和式(23)所示：

(22)

(23)

式中,G(s)為被控對象的傳遞函數，C(s)為控制器.

對于傳遞函數為H(s)的系統，若輸入信號的幅值譜密度為X(f)，則輸出信號的幅值譜密度Y(f)可以表示為

Y(f)=|H(j2πf)|X(f).

(24)

式中,H(j2πf)為系統的頻率特性.特別地，當輸入信號為單位功率譜密度的白噪聲時有

Y(f)=|H(j2πf)|.

(25)

結合表1在頻域給出的性能指標要求、工程設計準則、穩定裕度要求以及式(22)～(25)，可以推得對每個SISO控制回路上的靈敏度函數Sspec和補靈敏度函數Tspec約束.這些約束將成為H∞控制器設計的基礎.

由于，對于每個控制回路均有穩定裕度與魯棒性的要求，從而在15個控制自由度上有

Sspec≤3 dB,

(26)

Tspec≤3 dB.

(27)

3.2.1 無拖曳控制回路約束設計

圖8展示了解耦后的無拖曳控制單輸入單輸出回路.ld和lη為單位功率譜密度的白噪聲；Wd和Wη分別為圖4～7中所示的擾動與噪聲的成形濾波器.nd和nη表示加權后的實際擾動與噪聲.

圖8 帶有噪聲成形濾波器的無拖曳單輸入單輸出回路

1)Sspec:擾動噪聲抑制.結合式(21)所示的閉環傳遞函數，作用在無拖曳控制回路上的擾動力主要為微推力器噪聲、太陽光壓以及無拖曳控制回路上的靜電驅動噪聲.由圖8可以得到擾動作用到無拖曳回路上的輸出為

|GDFSDF(nT+dSC+nESDF)|=|xd|.

(28)

xd必須小于表1中回路輸出約束xreq，于是可以得到靈敏度函數約束為

(29)

2)Tspec1:測量噪聲抑制.測量噪聲對于無拖曳回路的影響主要來自慣性傳感器的測量噪聲，可以表示為

|TDFηDF|≤|xreq|.

(30)

因此可以得到補靈敏度函數約束為

(31)

3)Tspec2:微推力器連續兩次控制最大推力變化限制.測量噪聲會引起控制輸出的跳變.在工程上，對于單個微推力器，兩次指令之間的推力最大變化不得超過30 μN.根據文獻[11]可以將其轉換為如下補靈敏度函數約束

(32)

3.2.2 懸浮控制回路約束設計

1)Sspec1:擾動噪聲抑制.對于懸浮自由度，閉環傳遞函數的分析表明,起主導作用的噪聲來自靜電驅動噪聲和微推力器噪聲，因此可以得到

(33)

2)Sspec2:測量頻段以下的擾動噪聲抑制.在測量頻段以下，質量塊的相對位移與相對姿態均有最大值限制，于是有

(34)

3)Tspec1:測量噪聲抑制.閉環傳遞函數分析表明無拖曳方向的測量噪聲對于懸浮控制回路的影響遠小于懸浮方向的測量噪聲，于是有

(35)

4)Tspec2:測量噪聲引起的懸浮控制回路控制輸出的限制.測量噪聲引起的控制器輸出可以表示為

|CSUSSSUSηSUS|=|ud|.

(36)

根據表1中靜電驅動裝置的輸出限制可以得到補靈敏度函數約束為

(37)

5)Tspec3:測量頻段以下的測量噪聲抑制為

(38)

6)Tspec4:擾動噪聲引起的懸浮控制回路控制輸出的限制為

(39)

3.2.3 姿態控制回路約束設計

衛星的姿態在測量帶寬內的性能指標由無拖曳回路質量塊的性能指標推導而來[11]，即

(40)

1)Sspec:擾動噪聲抑制.對于衛星姿態，微推進器的噪聲已經被無拖曳回路抑制，主要的擾動來源為靜電驅動噪聲，從而姿態控制回路上的靈敏度函數約束為

(41)

2)Tspec1:測量噪聲抑制.測量噪聲主要來自星敏感器，慣性傳感器的讀出噪聲已經被無拖曳回路抑制，從而有

(42)

3)Tspec2:測量噪聲引起的姿態控制回路控制輸出的限制

(43)

4 控制器設計

無拖曳與姿態控制系統的設計目的是抑制各類擾動與噪聲的作用，在實現魯棒穩定性的同時達到高精度的性能要求.混合靈敏度H∞控制器十分適合此類控制任務設計.但是其設計過程存在加權函數陣難以選取，且需要大量經驗以及理論知識去調試的缺點[17-19].利用上述Sspec和Tspec設計規范可以快速指導權函數陣選取，提高了控制器設計效率.

S/T和KS/T混合靈敏度問題常常會產生零極點對消問題，使得小擾動輸入導致系統輸出的大改變.GS/T加權方式則可以避免這一問題[20].采用輸入解耦的方式，式(21)已經將系統解耦成了15個SISO回路.在此基礎上，可以將控制器設計問題轉化為如圖9所示的GS/T混合靈敏度問題.

圖9 GS/T混合靈敏度結構設計

(44)

圖10 整理成標準二端口形式

式中：G(s)S(s)為擾動輸入到對象輸出的傳遞函數，W1(s)G(s)S(s)代表擾動的衰減特性,W2(s)T(s)代表了乘性不確定性下的魯棒穩定性約束.

H∞混合靈敏度設計的難點在于權函數的選取.利用上節推導的一系列控制約束，可以快速對加權函數陣進行選取，避免了經驗整定權函數參數，提高了控制系統設計效率.根據魯棒控制第一定理有

(45)

(46)

式中：min{|Sspec|,1 mHz≤f≤30 mHz}為各回路推導的一系列靈敏度函數約束在測量頻段上的最小值；min{|Tspec|,1 mHz≤f≤30 mHz}為各回路推導的一系列補靈敏度函數的最小值.

結合式(45)和式(46)即可得到W1(s)和W2(s)的設計初值，如式(47)所示，避免了一般性經驗的試湊.

(47)

對于無拖曳控制回路，min{Sspec}和min{Tspec}分別為Sspec和Tspec1.但是表示測量噪聲抑制能力的Tspec1的幅值在測量頻段上大于1，因此在這里不起決定作用，可以考慮將補靈敏度函數的加權因子設計為空，這樣同時可以降低控制器階數.由此可以設計加權函數陣的初值見式(48).

(48)

再進一步依據Tspec2在1 Hz處確定的補靈敏度函數幅值上界，調節W10DF的截止頻率，實現推力跳變限制約束.最后為使得到的設計結果盡可能滿足3 dB的穩定裕度限制，可以進一步調節在靠近3 dB約束時W10DF的下降斜率.最終的設計結果如圖11所示.

懸浮控制回路與姿態控制回路可以類似設計得到.根據上述分析，依據Sspec和Tspec可以很容易調節加權函數實現約束、穩定裕度以及控制器復雜度之間的折衷.總的來說，在設計加權函數陣時，要在測量帶寬上盡可能滿足所有的約束.同時盡量降低W1(s)和W2(s)的階數，使得最終設計的控制器的階數不至于過高.

從圖3中可以看出，各控制回路之間仍有耦合.如無拖曳回路的控制輸出會前饋耦合到懸浮控制回路；姿態控制回路與無拖曳控制之間也需要在頻域上進一步解耦.因此，有必要按照下述順序設計各個回路的控制器.

1)不考慮姿態回路的耦合，首先設計最重要的無拖曳控制器.

2)考慮無拖曳回路控制信號的耦合，設計6個懸浮回路自由度上的控制器；由于耦合的存在，設計W1(s)在低頻段的幅值盡可能大，從而確保懸浮控制器具有足夠的抗干擾能力.

3)姿態控制要求相對較低，最后進行設計.但要保證姿態控制回路的帶寬遠低于無拖曳控制回路，從而避免姿態控制對于無拖曳輸出的影響.本研究中，姿態控制帶寬約為0.7 mHz，無拖曳控制帶寬約為2.1 Hz，從而使得步驟1)的假設是合理的.

5 仿真校驗

圖13所示為搭建的無拖曳與姿態控制系統仿真平臺.左側模塊為各擾動和噪聲的加權函數，右側模塊分別為姿態控制回路、無拖曳控制回路以及懸浮控制回路.

圖13 無拖曳與姿態控制系統仿真平臺

為充分表現TM1和TM2的相對運動演化規律并繪制準確的功率譜密度曲線，設置仿真時間為120 h.其余仿真參數見表2.

表2 仿真參數設置

TM1和TM2相對運動的時域演化規律見圖14～15.可以看出，在設計的無拖曳與姿態控制系統作用下，TM1和TM2均處于穩定狀態.不論是無拖曳控制的TM1還是懸浮控制的TM2的相對運動均未超出最大值限制.表明質量塊在控制系統的作用下很好地抵消了擾動與噪聲的作用，沒有與包覆質量塊的慣性傳感器相撞，具有相應的微重力水平.

圖14 無拖曳控制回路的相對運動

圖15 懸浮控制回路的相對運動

圖16和圖17所示為TM1和TM2狀態響應的幅度譜密度曲線.紅色虛線為表1所述測量帶寬內各軸的性能指標，藍色曲線為狀態響應的幅度譜密度.可以看出，無拖曳各軸的頻域特性距離性能指標均存在一定裕度.要求最為嚴苛的敏感軸x1方向也通過配置Sctr實現了低頻段的抗干擾能力.

圖17 懸浮控制性能指標仿真結果

懸浮控制回路y2和z2軸在低頻段的頻域性能超出了約束.由于懸浮控制回路對于系統噪聲的敏感，使得無法通過提高控制器帶寬的方式來改善性能.但是該方向只會通過交叉耦合的方式對敏感軸的殘余加速度造成影響，所以y2和z2軸的結果是容許的.

依據式(1)可以計算敏感軸x1方向殘余加速度的仿真結果.圖18中紅色虛線為殘余加速度要求，可以看出，以表1所示的分解指標為參考而設計的無拖曳與姿態控制系統實現了本研究要求的3×10-14(1+[f/3 mHz]2)m·s-2·Hz-1/2的無拖曳水平.

圖18 敏感軸方向殘余加速度仿真結果

圖13所示的仿真平臺是依據閉環全系統模型搭建的，考慮了各回路間的耦合.最后的仿真結果符合指標要求，表明本文在設計過程中提出的解耦分析與假設是合理的，進行的解耦設計過程是有效的.

最后，根據設計的無拖曳與姿態控制系統，進一步分析了實現中國科學院空間引力波探測太極計劃要求的3×10-15(1+[f/8 mHz]4)m·s-2·Hz-1/2殘余加速度的可能性.

通過閉環傳遞函數分析，圖19所示為在控制器作用下，各擾動和噪聲對敏感軸x1方向相對位移的影響.可以看出，在測量帶寬以內，主要的影響來自于微推力器噪聲，其次是慣性傳感器的讀出噪聲.因此，考慮將微推力器噪聲減小1個數量級，并且沿敏感軸方向采用測量噪聲更低的激光干涉測量方式.此外，禁止電容系統在x1方向施加任何力，從而消除該軸上的驅動噪聲.利用圖13所示仿真平臺，再次進行仿真，得到了圖20所示的殘余加速度水平.

圖19 沿敏感軸方向的傳遞函數分析

圖20 減小微推力器噪聲后的敏感軸殘余加速度

根據仿真結果可以說明，若在未來的工程設計中，能夠在目前微推力器的噪聲水平上繼續下降1個數量級，即根據圖6，達到1 μN·Hz-1/2@1 mHz的水平并且不激活沿敏感軸方向的電極片，采用激光干涉測量敏感軸方向的相對狀態偏差，將有可能實現空間引力波探測太極計劃要求的殘余加速度水平.

6 結 論

本文以深空環境下的雙質量塊無拖曳衛星為研究對象，基于構建的頻域設計規范快速且有效地解決了其復雜多變量高精度控制問題.通過將15個自由度劃分成3個控制回路，并結合噪聲的頻譜模型以及頻域科學指標構建了每個控制回路的靈敏度函數與補靈敏度函數設計約束，準確地指導了混合靈敏度GS/T問題中的加權函數設計，完成了衛星無拖曳與姿態控制系統的設計.仿真校驗結果表明基于頻域規范設計的控制系統不僅具有魯棒穩定性并且實現了深空探測無拖曳衛星的抗干擾性要求，滿足各項無拖曳水平要求.

此外，利用所設計的無拖曳控制系統，進一步通過傳遞函數分析發現了影響敏感軸無拖曳性能的主要擾動來源.給出了未來實現空間引力波探測太極計劃要求的殘余加速度水平的工程建議.

本文介紹的建模與控制器設計方法雖然針對LISA Pathfinder任務類別的無拖曳衛星，但也可以推廣到任意構型的無拖曳衛星，具有通用性.