強窄帶干擾存在時IEEE 802.15.6協議下的同步算法

金彥亮, 王 雪, 羅雪濤, 聶 宏

(上海大學通信與信息工程學院, 上海 200444)

隨著全社會對人體健康的關注度越來越高, 傳統的醫療設備不斷地受到挑戰, 人們試圖尋找更便捷的醫療設備和更方便的通信手段來監測健康.2012 年, IEEE 工作組提出了一種適用于無線個人體域網(wireless body area network, WBAN)通信的協議[1].無線個人體域網主要涉及一系列附著在人體表面或植入人體體內的傳感器節點與其他體外設備之間的通信.由于每個傳感器可以隨身攜帶或植入人們的身體, 通過可穿戴數據采集設備就可以實現遠程監控人體健康狀態的目標[2].個人體域網通信協議主要使用符合醫療和通信監管機構的工業、科學和醫療(industrial, scientific and medical, ISM)頻段和其他頻段來進行工作, 同時要求傳感器設備必須在非常低的發射功率下工作, 從而最大限度地降低對身體的特定吸收率并延長電池壽命.為了防止某些涉及病人隱私或者攜帶了敏感信息的通信數據的泄露, 該協議通過一些調制手段保證了較高的安全性.超寬帶(ultra wideband, UWB)通信系統具有傳輸速率高、實現復雜度低等特點[3], 在短距離通信的應用方面吸引了越來越多學者的研究興趣.

脈沖超寬帶(impulse radio ultra-wideband, IR-UWB)通信系統面臨的主要挑戰是接收端信號的同步問題.由于極窄的發送信號脈沖(納秒級)及密集多徑的信道環境, IR-UWB 通信系統的同步過程將比通常的通信系統更加復雜[4-5].目前, IR-UWB 通信系統的同步領域已經取得了一些研究成果, 但同時也存在著一些問題.數據輔助延遲估計技術的同步方案[6-8], 由于其實現復雜, 故不適用于無線個人體域網[9].其他的一些算法則將同步問題作為信道估計的一部分.例如, Torturela 等[10]通過使用最小二乘法, 連續放寬全秩信道估計來找到稀疏信道估計.Carbonelli[11]提出尋找接收信號和本地模板之間的最小歐幾里德距離, 且要求很高的采樣率來滿足2 維搜索算法的精度, 并且由于該過程都是數字的, 因此需要非?？斓幕谙伻核惴ǖ娜ブ行幕?ant delete center, ADC)協議.Chougrani 等[12]提出了嚴格針對IEEE 802.15.6 協議的同步算法, 該同步算法主要基于幀同步頭序列的特點, 利用序列脈沖間不同的時間間隔來實現同步.Kang 等[13]在該協議的基礎上, 對發送符號物理層的同步頭內容做了改變, 因此并不嚴格遵守該協議.

本工作研究了IEEE 802.15.6 協議下IR-UWB 通信系統的發送機和接收機方案, 提出了一種針對該協議的同步算法.本算法基于IEEE 802.15.6 協議中物理層幀同步頭的結構, 提出了滑動窗口和積分乘法的思想.另外, 本工作在加性高斯白噪聲信道和多徑信道下進行了系統仿真, 分析了信噪比(signal noise ratio, SNR)和信干噪比(signal interference ratio, SIR)不同時算法的同步性能.

1 系統模型

根據IEEE 802.15.6 協議[1], 發送端物理層的幀結構由級聯的同步頭(synchronization header, SHR)、物理層幀頭(physical header, PHR)和物理層服務數據單元(physical sublayer service data unit, PSDU)組成(見圖1).根據協議中規定的發送順序, 由前導碼和幀起始分割符組成的同步頭部分首先被發送; 接下來, 由24 個比特組成的物理層頭和承載著發送信息的物理層數據服務單元再被發送.物理層頭中的比特信息主要描述了物理層數據服務單元的信息傳輸速率和數據域的幀長度等參數信息.為了保證物理層頭比特信息的正確性, 待發送數據分別通過了循環冗余校驗和BCH(40, 28)的編碼器.

圖1 UWB 物理層幀結構Fig.1 Physical layer frame structure of UWB

在發送數據時, 物理層的數據服務單元先被存儲在TX FIFO[11]中; 之后, 這些比特數據會依次經過擾碼器、BCH 編碼器、比特填充和比特交織塊, 通過這一系列的操作來提高整個通信系統的魯棒性.

1.1 脈沖波形

根據IEEE 802.15.6 協議, 發送的波形w(t)可以是單脈沖或者多脈沖串聯的形式,

式中:Ncpb為大于等于1 的整數;Tp為單脈沖p(t)的持續時間;Tw為脈沖波形持續時間.為了減少發送連續相同極性的脈沖而引起的頻譜尖端問題, 發送信號需要經過靜態擾碼或者動態擾碼來改變頻譜的波形.IEEE 802.15.6 協議中物理層幀的同步頭部分采用靜態擾碼連續脈沖波形:

靜態擾碼序列中Ncpb和si的關系如表1 所示.

表1 靜態擾碼序列Table 1 Static scrambling sequence

根據802.15.6 協議, IEEE 工作組推薦了3 種發送單脈沖波形, 分別是短脈沖信號、混沌信號和啁啾信號, 但不強制使用.但是, 脈沖的持續時間和發送頻率必須符合IEEE 802.1.5.6工作組針對物理層幀數據提出的限制要求.此外, 脈沖形狀必須滿足發射頻譜掩模條件.

采用短脈沖信號波形作為IR-UWB 的脈沖, 脈沖r(t)表示為

根據協議, 式(3)中的滾降因子β= 0.5,T為1/499.2 MHz.圖2 為中心頻率為3 993.6 MHz時短脈沖信號的功率譜密度(power spectral density, PSD).由圖2 可以看出, 表示功率譜密度的曲線完全被表示頻譜發射掩模的曲線包圍, 表明該協議下的頻譜發射符合掩模標準.

圖2 中心頻率為3 993.6 MHz 時短脈沖信號的功率譜密度Fig.2 PSD of the short pulse centered at 3 993.6 MHz

1.2 同步頭

根據IEEE 802.15.6 協議, 同步頭由前導碼和幀起始分隔符兩部分組成: 第一部分主要負責定時同步、分組檢測和載波頻率偏移恢復; 第二部分是幀同步的起始分割符.

同步頭由4 個相同的Si和1 個組成.Si是由Kasami 序列(見表2)通過填充L ?1 個0組成的.如表2 所示, 這里有8 種可選的Kasami 序列.這些Kasami 序列被分為2 組, 當選用奇數號的物理通信信道時, 只能選用C1到C4的序列; 當選用偶數號的物理通信信道時, 只能選用C5到C8的序列.圖3 為Kasami 序列組成的符號結構, 其中0 的填充周期是LTw.幀起始分隔符(start frame delimiter, SFD)為, 這樣的SFD 組成結構與前導碼具有比較低的互相關性, 使得從前導碼到SFD 的相關性的轉變不會降低SFD 的檢測性能.

圖3 Kasami 序列組成的符號結構Fig.3 Construction of synchronization symbols from a Kasami sequence

表2 8 個Kasami 序列Table 2 Eight Kasami sequences

1.3 SHR 的調制

本工作中Kasami 序列的一個元素的周期LTw為128 ns, 對于Kasami 序列中的每一個元素, 都以持續時間Tw為8 ns,L為16 的脈沖波形進行發送.由于采用脈沖簇的方式, 因此選用了Ncpb為4 時對應的靜態擾碼序列(見表1).

2 同步算法

文獻[12]的算法主要利用了同步頭中脈沖之間時間距離的不同.在IEEE 802.15.6 標準下, UWB物理幀的同步頭由Kasami 序列組成, 且有8 種可選的Kasami 序列.這里以第四個Kasami 序列C4為例介紹該算法的原理.當發送該序列時, 將在第一個時隙發送脈沖, 接下來的3 個時隙不發送任何內容; 然后, 再在新時隙發送一個脈沖.在接收方, 意味著前2 個脈沖之間存在4 個時間間隔.整個序列每前后2 個脈沖之間的時間間隔DC4如圖4 所示.

圖4 Kasami 序列C4 表示Fig.4 Representation for Kasami sequence C4

同步算法主要是基于時間間隔和狀態機來實現的.基于時間間隔的先驗信息再結合狀態機, 可以來檢查接收符號和預期符號之間的相關性.當接收端接收到脈沖時, 時間計數器被復位, 并且當接受下一個脈沖時, 其值變為2 個脈沖之間的間隔時間.這是可能的, 因為傳輸過程在802.15.6 IR-UWB PHY 中是分時隙的, 并且在接收到的時隙持續時間內沒有足夠能量意味著沒有脈沖到來.

根據IEEE 802.15.6 協議中幀同步頭的結構組成, 提出一種新的同步算法.幀同步頭部分包括符號Si的4 次重復和Si的反轉.對于Si, 可以選擇任意一組Kasami 序列, 每個序列包含長度為63 的比特串; 在確認Kasami 序列之后, 在每個Ci之后附加值為0 的15 個比特以形成完整的符號Si; 最后利用同步頭執行接收信號的同步.

基于對Si序列的先驗知識, 可以使用8 組不同的模板來收集接收信號的能量.8 組模板分別對應于8 組Kasami 序列, 且模板長度等于Si符號的長度(見圖5).通過檢測接收信號, 對其進行平方積分, 而后與本地的模板進行相關, 取得最終結果.上述過程表示為

圖5 基于IEEE 802.15.6 同步頭的同步算法過程Fig.5 Synchronization process based on the SHR of IEEEE 802.15.6

式中:Ri(i= 1,2,···,8)分別代表第i個模板和接收信號的積分結果;y(t) 代表接收信號;Mij(i= 1,2,···,8,j= 1,2,···,63)代表本地模板,i代表第i個模板,j表示這個模板中的第j個元素;T表示積分時間;t0是積分起點,t0=kTs,Ts為積分滑動步長;D=LTw, 表示Kasami 序列中每個元素的時間跨度.

考慮到同步頭由5 個符號構成, 可以充分利用該特性來提高同步的精度, 因此在5 個符號長度內進行積分求和.前4 個符號按模板進行相乘積分相加, 因為第五個符號是序列取反, 所以將模板取反后再積分相加, 故式(4)可以改寫為

一般情況下, 式(5)和(6)中的Q設為4.然而在實際系統中, 當接收信號已經到達時, 接收機可能還沒有做好相應的準備, 比如可能正在進行自動增益控制調整等, 這將會導致同步頭序列不能被完整接收.在這種情況下, 接收機可能會丟失幾個符號, 這時如果Q取4, 就會引進很多無效的噪聲信號, 增大算法誤差, 因此Q取值過大會導致同步的成功率降低.Q的取值一般按實際情況來設置, 可以設置為1, 2, 3, 4 中任意一個數值.歸一化后的積分表達式為

如果模板的起點和接收信號的同步頭起點對齊, 且模板和接收信號使用的是同一個Kasami 序列, 那么在整個滑動積分相乘的過程中, 將會有一個峰值出現, 該峰值出現的時刻即對應接收信號同步頭的起始時刻, 也即同步捕獲成功.

在實際操作時, 首先需要確定一個閾值, 然后把在Q個符號上的積分結果和閾值作對比.如果大于閾值, 則判決相位正確, 同步捕獲成功; 否則, 可以將積分起點滑動一個積分步長的距離, 滑動步長可以靈活設定, 再進行同步檢測.

3 仿真結果

本工作分別在加性高斯白噪聲信道和CM4 信道下進行同步算法的仿真.由于CM4 為多徑信道, 因此接收端的接收信號中存在著大量的碼間干擾.每個信道模型下的仿真參數設置如表3 所示, 均嚴格遵守802.15.6 協議.

表3 仿真參數設置Table 3 Simulation parameter setting

根據上述分析可知, 算法的執行過程中會出現一個峰值.因此, 設置合適的閾值來檢測同步點很重要.在滑動過程中, 一旦積分值超過該閾值, 相應的時間就是同步點的時間.

圖6(a)～(c)為當SNR 相同、SIR 不同時同步算法的仿真結果.對比可以看出, 不同的SIR對峰值的影響很小, 表明同步算法在強窄帶干擾條件下仍有較好的適用性.從圖6(f)可以看出, 在Ci ?=Mi(同步頭和模板不匹配)的情況下, 振幅有很多峰值, 表明算法不起作用.

當SNR 為15 dB 時, 一旦歸一化后的積分值超過0.35, 就可以檢測到同步點, 此時的閾值可以設置為0.35 以上.結合圖6(a)和(d), 如果閾值設置為0.35, 則當SNR 為10 dB 時不能捕獲同步.因此, 閾值的設置要考慮SNR 的大小.在當前系統中, 當閾值為0.35 時, 除去SNR低于15 dB 的情況, 系統整體表現最佳.圖6(e)表明: 同步的搜索時間受到積分步長值的影響,當積分步長從1 變為2 ns 時, 系統的搜索時間減少到原始時間的一半; 同時, 步長越大同步的精度越低.

圖6 同步算法輸出結果Fig.6 The output of slide multiply and integral of the algorithm

圖7 為強窄帶干擾存在時(SIR 為?3 dB) 不同采樣率下的高斯和多徑信道中同步算法的平均同步誤差(假設已經設定適當閾值).從圖7 可以看出, 加性高斯白噪聲信道下的同步誤差明顯小于CM4 多徑通道, 這是因為多徑信道的每一次信道實現中, 每一條路徑的信號能量都會變化, 進而影響接受信號的能量分布, 從而影響同步的精度與性能, 但2 種信道模式下其同步誤差都遠小于一個符號的長度128 ns.對比2 種不同采樣率下的同步結果, 可以看出采樣率的高低對同步的性能影響微小.

圖7 802.15.6 IR-UWB 系統中不同信噪比下的同步誤差Fig.7 MSE vs.SNR in 802.15.6 IR-UWB system

同步成功率是指在接收信號和本地同步模板相匹配的情況下, 算法可以成功檢測到同步頭的概率.圖8 為滑動積分相乘算法和文獻[12]中算法的同步成功率, 每一個信噪比所對應的同步成功率都是經過1 000 次信道實現得出的.由圖8 可以看出, 本算法的同步成功率比文獻[12]中的算法有所改進.

圖8 CM4 信道下本算法和對比算法不同信噪比對應的同步成功率Fig.8 Synchronization success rates of the proposed algorithm and the reference algorithm under CM4 channel

4 結束語

本工作主要研究了IEEE 802.15.6 協議下強窄帶干擾存在時的IR-UWB 系統的同步問題,通過應用IEEE 802.15.6 標準中特定的物理層同步頭(8 組Kasami 序列) 提出了一種新型的滑動積分相乘算法.通過和文獻[12]中的算法對比發現, 本算法可以實現更高的同步成功率.在本算法中, 閾值可以被設置成一個合適的變量, 積分步長也可以在仿真時被靈活設置, 采樣率的不同本算法同步性能的影響微小.