氫燃料電池輸出DC-DC變換器設計

曹先貴，孫引紅，王宏斌，鄭 翔

（西安清泰科新能源技術有限責任公司，陜西 西安 710077）

關鍵字：DC-DC變換器；六相交錯雙Boost；紋波電流

0 引 言

隨著國家對環保問題的重視，新能源汽車產銷量不斷提升，氫燃料電池汽車以其高效、清潔以及加注燃料方便等優點成為新能源汽車的重要發展方向之一[1]。氫燃料電池具有許多突出的優點，但也存在不足之處，如較低的單節電池輸出電壓、較大的電壓及功率變化范圍等。目前主流的氫燃料電池反應堆輸出電壓集中于60～240 V，低于電動汽車動力電池常用的330～600 V母線電壓。在車載氫燃料電池系統中，DC-DC變換器的輸入連接氫燃料反應單元，其特性不穩定且功率調節速度慢，輸出連接高壓蓄電池和用電負載，包括電機控制器及低壓供電等部件，用電功率無規律性，經常存在較大的跳動性變化。因此，為了保證氫燃料電池可以高效安全穩定地向負載供電，就需要利用DC-DC變換器來提升并穩定其輸出電壓，且起到功率調節的作用。

常用的DC-DC變換拓撲可以分為隔離型與非隔離型兩大類，Buck、Boost以及Buck-Boost等拓撲是非隔離型拓撲中應用最為成熟的幾種基本拓撲，其他一些據此衍生的拓撲也有較多應用[2]。這類拓撲的特點是結構簡單，開關器件數量少，電感電容的設計也比較簡單。但單級拓撲往往難以實現大的增益比，尤其在大功率應用的場景，隨增益比增加其效率降低。隔離型拓撲采用高頻變壓器將輸入與輸出進行電氣隔離，安全性更好，通過調節變壓器變比可以獲得較大的變換范圍，但高頻變壓器需要占用較大體積，且高效大功率的高頻變壓器設計較為困難，制作工藝也比較復雜。

雙Boost拓撲具有升壓比高和器件應力低等特點，通過采用多相并聯技術可以進一步降低元器件電流應力，減小輸入輸出電流紋波，有利于提升氫燃料電池反應堆壽命[3-5]。本文基于六相并聯雙Boost拓撲進行設計計算，設計升壓模塊功率為12 kW，通過模塊的并聯應用可方便擴展至60～120 kW等主流氫燃料電池發動機功率范圍。采用模塊化并聯技術的DC-DC變換器也可具備容錯率高、全功率段效率高以及便于批量化的優點，因而本文設計的升壓模塊具有較好的推廣價值。

1 升壓比及紋波電流計算

雙Boost電路是將接地型Boost電路與浮地型Boost電路組合而形成的。這種電路的結構簡單，提高了升壓比，避免了級聯電路和諧振電路造成的損耗或控制難度增加的問題，同時還可以利用交錯開關技術使各支路電流相位不同，構成多相并聯結構[6]。

多相并聯可以降低元器件的電流負擔，使元器件的選型更為容易。由于開關器件只承受部分輸出電壓，使得開關管可以選擇低電壓等級的MOS器件，提高開關頻率，使變換器中重量和體積占比最大的電感設計得到簡化，從而縮小了直流變換器的總體積和總重量，便于在汽車上的布置。另外交錯式技術的采用提高了等效開關頻率，降低了電流和電壓紋波，有利于提升燃料電池的壽命[7,8]。

六相交錯式雙Boost電路的結構如圖1所示。

圖1 六相交錯并聯雙Boost拓撲

電感電流連續狀態下，根據伏秒平衡原則，可以得到：

式中，D為開關管開通占空比，T為開關周期。

同時根據連接關系有：

據式（1）～式（3）可以得到電路的輸入輸出關系為：

除變比關系不同外，由于輸出電容C2和C3的作用，接地Boost部分與浮地Boost部分工作相對獨立，其工作原理與傳統Boost電路相同。據文獻[4]可知，Boost占空比運行在0.8以下比較穩定，因而雙Boost電路實際可使用最大升壓范圍可至1:9，完全可以滿足氫燃料電池輸出升壓變換需求。

下面分析六相并聯的電流紋波，在CCM運行模式下，單路電感電流紋波為：

由于開關器件交錯開關，因而雙Boost電路的總電流紋波并非單路電感電流紋波之和，總紋波電流的數值與電路實際運行的占空比有關，交錯相數越多，占空比分段越多，總紋波電流與單電感紋波電流的關系為：

根據式（5）和式（6）可以對比出在相同感量下兩相、四相以及六相交錯紋波電流與開關占空比的關系，具體如圖2所示。由圖可以看出，六相交錯相對于兩相及四相可以在占空比0.8以下獲得更低的紋波電流。

圖2 多相交錯紋波電流與占空比關系

2 控制方法

DC-DC變換器的控制模式可以采用電壓控制或電流控制，電壓控制模式比較適合作為電壓源輸出直接給負載供電的設備。在氫燃料電池系統中，DC-DC變換器的后級接有高壓蓄電池，對電流的響應時間要求較高。本文采用外環電壓環和內環電流環的控制方式，外環電壓環用于穩定輸出電壓，內環電流環可以起到快速響應負載變換的功能[9,10]。模塊控制結構如圖3所示。

圖3 模塊控制結構

3 參數設計及仿真實驗

設計樣機參數如下，輸入電壓范圍為120～240 V，輸出電壓為600 V，開關頻率為50 kHz，輸入電流紋波＜3%，輸出功率為12 kW。

根據以上輸入參數可以對拓撲中的主要器件進行計算選型。根據式（2）～式（4）可以得到，在輸入電壓范圍內占空比運行范圍為0.43～0.67，此范圍內紋波電流最大的占空比為0.58，在此工作點進行感量選擇。根據變比關系，忽略效率因素，此工況下輸入電壓為160 V，輸入電流為75 A，輸出電流為20 A。

根據式（6），要實現總輸入電流紋波低于3%，則單個電感的紋波電流峰峰值應低于13 A，此時單個電感的平均電流為：

因此電感電流處于連續模式，需要的最低電感量為：

實際電感選擇150 μH，輸入及輸出電容均選擇為60 μF，對此參數PSIM軟件環境下搭建了電路模型，仿真得到的輸入紋波電流如圖4所示。單個電感紋波電流峰峰值為13 A，紋波頻率等于開關頻率為50 kHz，總輸入電流平均值為75 A，紋波峰峰值約為2 A，紋波電流低于總電流的3%，紋波電流頻率為開關頻率的6倍即300 kHz，符合設計推導。

圖4 電感電流紋波及總輸入電流紋波

采用相同的參數進行實際樣機設計，電感實際參數為150 μH/20 A，整個模塊共使用6個，為便于安裝及散熱，采用灌封結構將3個電感集成在一起。開關器件采用Infenion半導體公司的CoolMOS器件，具體型號為IPW65R041CFD，其電氣參數為650 V/43 A，滿足本電源設計需求。

設計的12 kW DC-DC變換模塊及測試平臺如圖5所示。

圖6為實際測試的單電感電流及總輸入電流，輸入電壓為160 V，輸出電壓為600 V，負載電阻為30 Ω，輸出功率為12 kW。單電感電流紋波電流約13 A，紋波電流頻率等于開關頻率為50 kHz，與仿真模型數據一致，總輸入電流平均值約為75 A，總輸入電流紋波低于2 A，驗證了設計的有效性。

4 結 論

通過對氫燃料電池輸出DC-DC變換器的需求分析，采用六相并聯雙Boost升壓電路進行了升壓比及紋波電流推導。基于實際使用的電壓及紋波參數，對12 kW變換器模塊進行了設計計算，并搭建了仿真模型及實際樣機，驗證了分析計算的有效性。